電壓型并網(wǎng)逆變器的沖擊電流抑制新方法

蔡　慧，陳　堅(jiān)，汪　偉，謝　岳，陳衛(wèi)民，宋春偉

(中國(guó)計(jì)量大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院，浙江 杭州 310018)

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電壓型并網(wǎng)逆變器的沖擊電流抑制新方法

蔡慧，陳堅(jiān)，汪偉，謝岳，陳衛(wèi)民，宋春偉

(中國(guó)計(jì)量大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院，浙江 杭州 310018)

【摘要】針對(duì)傳統(tǒng)電壓型并網(wǎng)逆變器存在沖擊電流問(wèn)題，從變換器電路結(jié)構(gòu)對(duì)沖擊電流影響的新角度，提出了一種改進(jìn)的并網(wǎng)逆變器拓?fù)?，其主要特征是設(shè)計(jì)有內(nèi)置電阻.通過(guò)仿真分析發(fā)現(xiàn)，相比傳統(tǒng)并網(wǎng)，有內(nèi)置電阻的并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)時(shí)的沖擊電流抑制效果更好.然后，通過(guò)傳遞函數(shù)建立數(shù)學(xué)模型，對(duì)內(nèi)置電阻下并網(wǎng)能抑制沖擊電流的原因進(jìn)行理論分析，指出原因在于這種情況下產(chǎn)生更小的幅值差，且能消除相位差，并給出了內(nèi)置電阻的參數(shù)設(shè)計(jì)方法.最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了內(nèi)置電阻抑制沖擊電流的效果，證明了理論分析的正確性.

【關(guān)鍵詞】變換器電路結(jié)構(gòu)；并網(wǎng)逆變器；沖擊電流；內(nèi)置電阻

目前微網(wǎng)中逆變器的控制需要保證能夠離網(wǎng)運(yùn)行、并網(wǎng)運(yùn)行以及兩者之間的平滑切換.傳統(tǒng)的控制方法是逆變器以電流模式工作在并網(wǎng)階段，當(dāng)逆變器從大電網(wǎng)上切除時(shí)，要求逆變器能夠檢測(cè)離網(wǎng)狀態(tài)，并且切換到電壓模式給負(fù)載供電[1].電流源并網(wǎng)和電壓源離網(wǎng)帶獨(dú)立負(fù)載的控制方法都比較成熟[2]，而孤島模式檢測(cè)研究較多[3].

但是傳統(tǒng)的電流源并網(wǎng)模式存在著問(wèn)題：當(dāng)從并網(wǎng)切換到離網(wǎng)時(shí)，模式切換瞬間會(huì)有沖擊電流；同時(shí)，電流源控制逆變器并網(wǎng)瞬間也存在沖擊電流.文獻(xiàn)[4]提出逆變器從并網(wǎng)電流模式切換到離網(wǎng)電壓模式前輸出電流減少到零，從而抑制瞬態(tài)電流的突變.文獻(xiàn)[5]提出了在光伏并網(wǎng)發(fā)電模型中采用改進(jìn)的擾動(dòng)觀察法實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤，并網(wǎng)時(shí)采用電壓源輸入、電流輸出控制模式，通過(guò)固態(tài)變壓器接入10 kV交流電網(wǎng)的方案來(lái)抑制電流型并網(wǎng)沖擊電流.文獻(xiàn)[6]提出了一種軟啟動(dòng)控制方法，該方法通過(guò)控制三相橋臂輸出直交軸參考電壓和直交軸參考電流實(shí)現(xiàn)三相并網(wǎng)逆變器的軟起動(dòng)，從而解決電流型并網(wǎng)沖擊電流.文獻(xiàn)[7]提出了對(duì)并網(wǎng)時(shí)刻PI控制器賦值的方法來(lái)改變并網(wǎng)逆變器啟動(dòng)時(shí)刻的動(dòng)態(tài)性能，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)無(wú)沖擊電流的現(xiàn)象.

目前大部分并網(wǎng)逆變器的研究主要集中于電流型并網(wǎng)[8-10]，對(duì)于電壓型并網(wǎng)的研究相對(duì)較少.如果逆變器在離網(wǎng)和并網(wǎng)模式都采用電壓型并網(wǎng)，那么孤島問(wèn)題和模式切換問(wèn)題將會(huì)變得簡(jiǎn)單.因此，為了解決孤島問(wèn)題和模式切換問(wèn)題，可以使用電壓型并網(wǎng)模式.但是電壓型并網(wǎng)的輸出電壓由于控制算法的精度無(wú)法達(dá)到與電網(wǎng)電壓完全一致，同樣存在并網(wǎng)沖擊電流的問(wèn)題.電壓型并網(wǎng)逆變器的沖擊電流抑制問(wèn)題大都是從控制策略角度來(lái)考慮.文獻(xiàn)[11]提出了實(shí)時(shí)采集并網(wǎng)點(diǎn)兩側(cè)的各相電壓和電流，計(jì)算逆變器側(cè)和網(wǎng)側(cè)D軸和Q軸電壓分量，然后對(duì)D軸和Q軸電壓分量進(jìn)行控制，以其作為控制外環(huán)，和電流內(nèi)環(huán)一起調(diào)節(jié)三相半橋電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比，驅(qū)動(dòng)主回路逆變輸出交流，來(lái)解決電壓源并網(wǎng)的沖擊電流問(wèn)題.

本文從變換器電路結(jié)構(gòu)對(duì)沖擊電流影響的新角度，提出了一種有內(nèi)置電阻的電壓源并網(wǎng)逆變器拓?fù)?，研究了該并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型，然后基于數(shù)學(xué)模型分析了逆變器有內(nèi)置電阻的情況，得出內(nèi)置電阻對(duì)逆變器并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生的沖擊電流有較好的抑制作用，提高了電壓型并網(wǎng)逆變器的運(yùn)行可靠性.這種變換器電路結(jié)構(gòu)對(duì)控制效果影響的研究方法在DC-DC的建模與控制中比較常見(jiàn)[12-13]，但在電壓型并網(wǎng)逆變器領(lǐng)域并不多見(jiàn)，因此本文的研究具有一定的理論意義.

1并網(wǎng)逆變器的電路拓?fù)湓O(shè)計(jì)與仿真

1.1并網(wǎng)逆變器的電路拓?fù)?/p>

文獻(xiàn)[14]指出單相并網(wǎng)逆變器常采用電壓外環(huán)PI控制器、電流內(nèi)環(huán)P控制器，這種控制策略可以增加逆變器的阻尼系數(shù)，具有較強(qiáng)的魯棒性，同時(shí)這種控制策略可以使逆變器輸出的穩(wěn)態(tài)誤差變小，動(dòng)態(tài)響應(yīng)變快，所以本文也采用這種較為常用控制策略.

由于調(diào)節(jié)器的飽和作用，并網(wǎng)逆變器在無(wú)內(nèi)置電阻條件下與電網(wǎng)并網(wǎng)的瞬間，輸出電壓會(huì)存在幅值差，因此會(huì)引起很大的沖擊電流問(wèn)題.為解決這個(gè)問(wèn)題，本文提出讓并網(wǎng)逆變器本身帶一個(gè)阻性的內(nèi)置電阻R1再與電網(wǎng)Ug并網(wǎng)，如圖1所示，當(dāng)并網(wǎng)完成幾個(gè)周期后，再將電阻R1旁路，防止不必要的功耗損失.

經(jīng)過(guò)改進(jìn)后，由于逆變器與電網(wǎng)并網(wǎng)前，需要接入電阻R1，會(huì)有逆變器輸出的反饋電流，用于電流環(huán)給定控制.因此并網(wǎng)時(shí)，電流環(huán)給定的階躍變化量變小，不會(huì)存在從無(wú)到有的階躍變化，這樣就避免逆變器承受較大的沖擊.且并網(wǎng)時(shí)能減小輸出電流與電網(wǎng)供電相的相位差.

圖1　并網(wǎng)逆變器主電路圖Figure 1　Main circuit of the grid-connected inverter

另外，考慮到當(dāng)電壓型逆變器進(jìn)行并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，可能會(huì)出現(xiàn)大沖擊電流問(wèn)題導(dǎo)致母線電壓抬升的現(xiàn)象，因此設(shè)計(jì)了母線電壓保護(hù)電路(功率開(kāi)關(guān)VI5所在支路)，提高裝置的安全性.

1.2并網(wǎng)逆變器仿真比較

根據(jù)圖1搭建仿真模型.首先按傳統(tǒng)并網(wǎng)逆變器考慮(無(wú)內(nèi)置電阻)，采用電壓源控制模式，輸出端經(jīng)LCL濾波.圖2為并網(wǎng)逆變器無(wú)內(nèi)置電阻時(shí)輸出電壓電流波形圖.在t=0.023 s時(shí)刻閉合并網(wǎng)開(kāi)關(guān)k，由圖2可見(jiàn),逆變器與電網(wǎng)并網(wǎng)開(kāi)始時(shí)，輸出電流因?yàn)橥蛔儯a(chǎn)生電流沖擊，即與電網(wǎng)并網(wǎng)階段存在較大的并網(wǎng)沖擊電流.

圖2　逆變器不帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)仿真波形圖Figure 2　Simulation waveform of grid-connected inverter without built-in resistance

圖3為逆變器在圖1的基礎(chǔ)上進(jìn)行的帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)仿真波形圖，其它參數(shù)和開(kāi)關(guān)通斷時(shí)刻與圖2一致，內(nèi)置電阻R1為100 Ω電阻.與之相比，可以明顯的看到電流的突變程度變小，因此可以看出內(nèi)置電阻能抑制沖擊電流，并網(wǎng)運(yùn)行的效果更好.

圖3　逆變器帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)仿真波形圖Figure 3　Simulation waveform of grid-connected inverter with built-in resistance

2沖擊電流抑制分析

當(dāng)逆變器采用電壓源控制模式，逆變器與電網(wǎng)并網(wǎng)瞬間，iL2由無(wú)到有產(chǎn)生突變，在電壓環(huán)調(diào)節(jié)器飽和作用的影響下，逆變器電流環(huán)變換量大，導(dǎo)致逆變器承受較大的沖擊，出現(xiàn)電流環(huán)給定與電網(wǎng)電壓相位不一致的情況，極易導(dǎo)致逆變器能量倒流，對(duì)直流側(cè)安全帶來(lái)威脅(如直流側(cè)電容過(guò)電壓等).

針對(duì)圖1的逆變器電路結(jié)構(gòu)，下文對(duì)內(nèi)置電阻條件下抑制沖擊電流的原因進(jìn)行分析.

2.1并網(wǎng)之前模型分析

文中逆變器采用iL2作為電流內(nèi)環(huán)反饋電流，所以在沒(méi)并網(wǎng)之前，對(duì)于有內(nèi)置電阻和無(wú)內(nèi)置電阻的條件下，逆變器的結(jié)構(gòu)框圖是不一樣的.有內(nèi)置電阻的條件下，逆變器的結(jié)構(gòu)框圖如圖4，而無(wú)內(nèi)置電阻的情況下的結(jié)構(gòu)框圖如圖5.

圖4　并網(wǎng)之前有內(nèi)置電阻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Figure 4　Block diagram of the system with built-in resistance before grid connecting

圖5　并網(wǎng)之前無(wú)內(nèi)置電阻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Figure 5　Block diagram of the system without built-in resistance before grid connecting

對(duì)比圖4和圖5，可以發(fā)現(xiàn)并網(wǎng)之前，對(duì)于無(wú)內(nèi)置電阻條件下，iL2=0，且系統(tǒng)為單電壓外環(huán)閉環(huán)系統(tǒng)；而對(duì)于有內(nèi)置電阻條件下，iL2≠0，且為電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng).所以在并網(wǎng)瞬間，iL2的變化對(duì)于兩種條件下是不一樣的.根據(jù)之前的仿真結(jié)果，也可以看到，ΔiL2′<Δi″L2，其中ΔiL2′是有內(nèi)置電阻條件下的iL2的變化量，而Δi″L2是無(wú)內(nèi)置電阻條件下的iL2的變化量.

2.2并網(wǎng)瞬間模型分析

圖6為并網(wǎng)時(shí)刻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，為了分析并網(wǎng)時(shí)刻，這兩種變化量對(duì)Ucd的影響，由于電流內(nèi)環(huán)的響應(yīng)速度更快，所以不考慮電壓外環(huán)的作用，單單從電流內(nèi)環(huán)分析這兩種情況對(duì)Ucd的影響.以ΔiL2為給定電流內(nèi)環(huán)輸入量，ΔUcd作為電流環(huán)輸出量，分別建立兩種條件下的結(jié)構(gòu)框圖.圖7為有內(nèi)置電阻條件下的電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)框圖，其中R=R1//R2.圖8為無(wú)內(nèi)置條件下電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)框圖，其中R=R2，圖6的R也跟以上分析一致.

圖6　并網(wǎng)時(shí)刻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Figure 6　Block diagram of system during grid-connected

圖7　有內(nèi)置電阻電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)框圖Figure 7　Block diagram of current loop with build-inresistance

圖8　無(wú)內(nèi)置電阻電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)框圖Figure 8　Block diagram of current loop without build-in resistance

求得閉環(huán)傳遞函數(shù)為

(1)

其中a1=kpikinvL2，a2=kpikinvR，b1=

T(RCL1+L1+L2)，b2=RT+RCL1+L1+L2，b3=R+kpikinv.

忽略高次項(xiàng)和系數(shù)較小項(xiàng)，電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)可寫(xiě)為

(2)

可見(jiàn)，電阻R對(duì)系數(shù)K、A、B都有影響.由于L2很小，R又大于1，即A1，因此(2)式可以繼續(xù)簡(jiǎn)化，變成

(3)

式(1)經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化后變成式(3)所示的一階慣性環(huán)節(jié).圖9為(3)式的近似幅頻特性圖，可見(jiàn)其性能由參數(shù)K和B決定.

圖9　簡(jiǎn)化后閉環(huán)函數(shù)的幅頻特性圖Figure 9　Simplified amplitude-frequency characteristics of the closed loop function

R增大，K單調(diào)增大，但會(huì)趨向極限值kpikinv；R增大，轉(zhuǎn)折頻率1/B會(huì)增大，截止頻率ω也增大，但系統(tǒng)響應(yīng)速度變快；反之亦然.

(4)

假設(shè)，并網(wǎng)之前兩種條件下逆變器輸出電壓Ucd均為電網(wǎng)電壓Ug.在并網(wǎng)瞬間，逆變器的輸出電壓將會(huì)有一個(gè)變化量，如下式所示

Ucd=Ug+ΔUcd.

(5)

那么，在并網(wǎng)瞬間兩種情況下的電壓相比較

Ucd′

(6)

由于并網(wǎng)沖擊電流跟電網(wǎng)電壓Ug和逆變器輸出電壓Ucd有關(guān)，沖擊電流為

(7)

Z為線路阻抗.理論上只有當(dāng)Ug=Ucd的時(shí)候，即Ug和Ucd的幅值和相位相等時(shí)才不會(huì)出現(xiàn)沖擊電流；當(dāng)Ug和Ucd之間差別越大，并網(wǎng)沖擊電流就越大.由公式(7)可知，有內(nèi)置電阻的逆變器并網(wǎng)時(shí)產(chǎn)生的沖擊電流更小.

另外，有內(nèi)置電阻的逆變器并網(wǎng)時(shí)能減小輸出電流相位與電網(wǎng)供電相的相位，避免了相位差太大而導(dǎo)致出現(xiàn)較大的沖擊電流的情況.

所以，可以得出有內(nèi)置電阻條件下能取得更好的沖擊電流抑制效果的結(jié)論.

2.3模型驗(yàn)證

為對(duì)上文的分析進(jìn)行驗(yàn)證，需代入?yún)?shù)，本文采用的參數(shù):kpi=0.04，kinv=123，T=0.000 1s，L1=0.01H，C=20×10-6F，L2=2×10-3H，R1=10Ω，R2=50Ω.

首先，需對(duì)數(shù)學(xué)模型的近似過(guò)程進(jìn)行驗(yàn)證.代入實(shí)際參數(shù)后，得出有內(nèi)置電阻條件下電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)為

(8)

無(wú)內(nèi)置電阻條件下電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)為

(9)

圖10為有內(nèi)置電阻情況下傳遞函數(shù)簡(jiǎn)化前后的伯德圖對(duì)比.可見(jiàn)，在截止頻率以前，兩者是幅值波形是幾乎重合的，而本文研究的是在工頻50 Hz下的幅值大小，所以上文的近似過(guò)程是合理的.無(wú)內(nèi)置電阻情況下的傳遞函數(shù)簡(jiǎn)化也是類似的.

圖10　簡(jiǎn)化傳遞函數(shù)頻率特性對(duì)比圖Figure 10　Comparison of frequency characteristic of simplified transfer functions

接著，對(duì)內(nèi)阻R和閉環(huán)增益K的關(guān)系進(jìn)行驗(yàn)證.代入?yún)?shù)畫(huà)出不同R值下K值的變化曲線，如圖11所示.K值隨內(nèi)置電阻的不同而變化.隨著R的增大，K單調(diào)增大，但對(duì)幅值的影響越來(lái)越??；在R=0～10 Ω時(shí)，幅值快速上升，在R>10 Ω之后，幅值的上升速度減慢.因此，可以得出內(nèi)置電阻越小，抑制沖擊電流的能力越大.但是，內(nèi)置電阻越小，功耗越大.所以內(nèi)置電阻可以在并網(wǎng)完成的幾個(gè)周期后切掉，以減少功耗損失.

圖11　不同R值下K的變化曲線圖Figure 11　Plot of K-R

圖12　兩種條件下的伯德圖對(duì)比Figure 12　Comparison of Bode plots under two conditions

由于內(nèi)置電阻的存在，所以實(shí)際情況下ΔiL2′<ΔiL2″，那么有內(nèi)置電阻條件下的輸出ΔUcd就更小了.

3實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)中逆變器主要參數(shù)為：控制芯片為DSP(TM320LF2407)，功率4 kW，電網(wǎng)線電壓380 V，母線電壓530 V，開(kāi)關(guān)頻率10 kHz，逆變器濾波L1為8 mH，C為1 μF，L2為1.5 mH.因?yàn)檩敵鲭妷悍逯党鍪静ㄆ鞯哪蛪褐担允静ㄆ鞑蓸訒r(shí)對(duì)實(shí)際電壓利用電阻串聯(lián)進(jìn)行1/3分壓，因此所測(cè)電壓為實(shí)際的1/3.

圖13為逆變器不帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)輸出電壓電流實(shí)驗(yàn)波形圖，圖14為逆變器帶內(nèi)置電阻(120 Ω)并網(wǎng)輸出電壓電流實(shí)驗(yàn)波形圖.對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果圖和仿真結(jié)果圖，可以發(fā)現(xiàn)實(shí)驗(yàn)結(jié)果波形圖與仿真結(jié)果波形圖大體一致，且實(shí)驗(yàn)結(jié)果能更明顯地看出有內(nèi)置電阻條件下的并網(wǎng)沖擊電流被抑制，且在與A相并網(wǎng)階段，逆變器的輸出電流呈現(xiàn)逐漸增大的現(xiàn)象，這對(duì)逆變器本身的安全性是有很大好處的.實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了上文的理論分析是合理的.

圖13　逆變器不帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)波形圖Figure 13　Waveform of inverter without built-in resistance connected with grid

圖14　逆變器帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)波形圖Figure 14　Waveform of inverter with built-in resistance connected with grid

由于內(nèi)置電阻的存在，與并網(wǎng)負(fù)載并聯(lián)后等效電阻變小，因此輸出電流會(huì)偏大，所以并網(wǎng)后應(yīng)該切除.雖然由于有諧波存在導(dǎo)致兩種條件下的輸出電流波形畸變較嚴(yán)重，但是對(duì)于負(fù)載來(lái)說(shuō)，由于并網(wǎng)時(shí)刻是由電網(wǎng)供電，兩種情況的負(fù)載電流波形質(zhì)量都很好，沒(méi)有像逆變器輸出電流一樣產(chǎn)生畸變，因此對(duì)負(fù)載電流而言，兩種情況沒(méi)有區(qū)別.

4結(jié)語(yǔ)

本文從變換器電路結(jié)構(gòu)對(duì)沖擊電流影響的新角度，提出了一種改進(jìn)的并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對(duì)其進(jìn)行了仿真建模，通過(guò)對(duì)比無(wú)內(nèi)置電阻和有內(nèi)置電阻下并網(wǎng)逆變器輸出波形，得到“內(nèi)置電阻可以抑制沖擊電流”的結(jié)論.然后，建立了并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型，對(duì)內(nèi)置電阻能抑制沖擊電流的原因進(jìn)行理論分析，給出了內(nèi)置電阻的參數(shù)設(shè)計(jì).最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)比了逆變器不帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)與帶內(nèi)置電阻并網(wǎng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了有內(nèi)置電阻的并網(wǎng)逆變器具有更好的沖擊電流抑制效果.也即證明了從變換器電路結(jié)構(gòu)的角度來(lái)提高并網(wǎng)逆變器(電壓型)的運(yùn)行效果是有效的方法，從而為并網(wǎng)逆變器的研究提供了一個(gè)新的思路.

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【文章編號(hào)】1004-1540(2016)02-0154-07

DOI:10.3969/j.issn.1004-1540.2016.02.006

【收稿日期】2016-03-18《中國(guó)計(jì)量學(xué)院學(xué)報(bào)》網(wǎng)址：zgjl.cbpt.cnki.net

【基金項(xiàng)目】浙江省自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(No.LQ16E070001).

【作者簡(jiǎn)介】蔡慧(1980-)，男，浙江省臺(tái)州人，副教授，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)、新能源發(fā)電、檢測(cè)技術(shù)、電氣控制. E-mail: caihui@cjlu.edu.cn

【中圖分類號(hào)】TM714

【文獻(xiàn)標(biāo)志碼】A

A new approach of suppressing impulse currents for voltage-type inverters

CAI Hui, CHEN Jian, WANG Wei, XIE Yue, CHEN Weimin, SONG Chunwei

(College of Mechanical and Electrical Engineering, China Jiliang University, Hangzhou 310018, China)

Abstract:The traditional grid-connected inverter has impulse current problems. An improved topology of grid-connected inverters with built-in resistance was proposed from the point of the impact of converter circuit structure on impulse currents. Simulation analysis showed that the grid-connected inverter with built-in resistance had a better effect of inhibiting impulse currents during the grid-connected time. The mathematical model of transfer function was built to analyze the reason that impulse currents were inhibited when the inverter with built-in resistance was grid-connected. In this case it would produce smaller magnitude difference and eliminate phase difference. The design method of the parameter of built-in resistance was given. Finally it was verified through experiments that the built-in resistance could restrain impulse currents and the correctness of theoretical analysis was proved.

Key words:converter circuit structure; grid-connected inverter; impulse current; built-in resistance