張友軍
(蘇州大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院,江蘇 蘇州 215021)
電力作為基礎(chǔ)能源,是國(guó)民經(jīng)濟(jì)健康發(fā)展的重要保障。在現(xiàn)有電力系統(tǒng)設(shè)施和基礎(chǔ)建設(shè)投資相對(duì)滯后的情況下,提高對(duì)電網(wǎng)的潮流控制能力,從而提高電網(wǎng)的電能傳輸能力和電力系統(tǒng)的利用率,具有重要的社會(huì)意義和經(jīng)濟(jì)效益[1-2]。
電力系統(tǒng)中的潮流包含有功潮流和無功潮流,總體上由電源、負(fù)荷和供電網(wǎng)絡(luò)三者共同決定。為了有效地控制線路潮流、提高電網(wǎng)的電能傳輸能力和電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性,柔性交流傳輸系統(tǒng)FACTS(Flexible AC Transmission System)技術(shù)被廣泛研究和應(yīng)用。
當(dāng)負(fù)荷增加時(shí),如果電力系統(tǒng)中的無功電源沒有相應(yīng)地增加,則會(huì)使電網(wǎng)電壓下降。因此,為防止電網(wǎng)電壓下降,需對(duì)電網(wǎng)進(jìn)行無功功率補(bǔ)償,一般采用并聯(lián)無功補(bǔ)償裝置[3]。目前廣泛應(yīng)用的動(dòng)態(tài)并聯(lián)無功補(bǔ)償裝置是靜止無功補(bǔ)償器SVC(Static Var Compensator)[4-6],其屬于第一代并聯(lián)型 FACTS 技術(shù),動(dòng)態(tài)速度快,可連續(xù)調(diào)節(jié)輸出無功功率。靜止同步補(bǔ)償器STATCOM(STATic synchronous COMpensator)是一種比SVC在動(dòng)態(tài)補(bǔ)償上表現(xiàn)更好的先進(jìn)并聯(lián)補(bǔ)償裝置[6-9],但因其價(jià)格較高,尚未完全取代SVC在動(dòng)態(tài)補(bǔ)償領(lǐng)域的作用。
在電網(wǎng)中采用串聯(lián)無功補(bǔ)償,如GTO控制串聯(lián)電容器 GCSC(GTO Controlled Series Capacitor)[10]、晶閘管可控串聯(lián)電容器TCSC(Thyristor Controlled Series Capacitor)[11-13]、同步靜態(tài)串聯(lián)補(bǔ)償器 SSSC(Synchronous Static Series Compensator)[14-15]等,可以等效地調(diào)節(jié)線路阻抗、控制線路電流,從而控制線路中的有功潮流。
統(tǒng)一潮流控制器UPFC(United Power Flow Controller)由共用電容器的2個(gè)電壓源逆變器構(gòu)成,相當(dāng)于1個(gè)并聯(lián)STATCOM和1個(gè)串聯(lián)SSSC的組合[16-17]。UPFC可分別或同時(shí)實(shí)現(xiàn)串聯(lián)補(bǔ)償、并聯(lián)補(bǔ)償和移相等多種功能,能對(duì)有功、無功和電壓分別進(jìn)行控制。
SVC和STATCOM等并聯(lián)型FACTS技術(shù)的實(shí)質(zhì)是在電網(wǎng)中加入無功電源(或無功負(fù)荷),起到調(diào)節(jié)無功功率潮流的目的,但其不能直接對(duì)電網(wǎng)中有功潮流進(jìn)行控制;GCSC、TCSC和SSSC等串聯(lián)型FACTS技術(shù)雖可控制線路中有功潮流,但不能同時(shí)對(duì)線路中有功和無功潮流分別進(jìn)行控制;組合型FACTS技術(shù)UPFC已比較成熟,但由于價(jià)格較貴,普及率不高。再者,UPFC、STATCOM、SSSC等 FACTS裝置由于采用大容量直流儲(chǔ)能元件而導(dǎo)致設(shè)備故障率高、壽命周期短、維修費(fèi)用高。
由于電網(wǎng)中的有功和無功功率傳送與線路阻抗、發(fā)送端及接收端的電壓幅值以及兩端電壓的相位差有關(guān)[18-19],在不改變線路阻抗的前提下,若能調(diào)節(jié)線路發(fā)送端的電壓幅值和相位,則可控制電網(wǎng)中的有功和無功電能傳輸。為此,文獻(xiàn)[20-24]采用虛擬正交源 VQS(Virtual Quadrature Source)[25]概念,提出了一種無直流儲(chǔ)能元件的電能傳輸控制新方法——相位和幅值可控電壓調(diào)節(jié)器VRCPA(Voltage Regulator with Controllable Phase and Amplitude)。 VRCPA能夠分別獨(dú)立地連續(xù)調(diào)節(jié)電壓的相位和幅值,可被用于控制電網(wǎng)中的有功和無功潮流,提高電網(wǎng)的電能傳輸能力,具有巨大的潛在應(yīng)用價(jià)值。與UPFC、STATCOM和SSSC相比,VRCPA不含直流儲(chǔ)能元件,因而可降低設(shè)備故障率和維修費(fèi)用,從而提高壽命周期。VRCPA采用高頻控制,動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快[20]。
在級(jí)聯(lián)式VRCPA的基礎(chǔ)上,本文提出并研究了一種新穎的π型VRCPA。與級(jí)聯(lián)式VRCPA相比,π型單相VRCPA省卻了前級(jí)Buck交流變換器的LC輸出濾波器,簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu);π型三相VRCPA同樣利用三相對(duì)稱關(guān)系,可使3次諧波電壓相互抵消,從而無需3次諧波陷阱,而且省卻了前級(jí)3個(gè)LC輸出濾波器。本文采用電容阻抗補(bǔ)償,能夠有效地抵消或減小3次諧波陷阱與電感等線路阻抗對(duì)基波電壓的滯后作用。最后研制了原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。
文獻(xiàn)[20,23]提出的級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。前級(jí)是一個(gè)Buck交流變換器[26]和一個(gè) 3 次諧波陷阱[20-25](由變壓器 TR和電容C3組成,或者由電感和電容并聯(lián)而成),后級(jí)是一個(gè)Boost交流變換器。
圖1 級(jí)聯(lián)式單相VRCPAFig.1 Single-phase cascaded VRCPA
若輸入電壓ui為理想正弦波,則前級(jí)Buck交流變換器的輸出電壓uo1為:
其中,Uim為輸入電壓幅值;ω=2πf,為輸入電壓角頻率;f為輸入電壓頻率;dy1為前級(jí)占空比。
若dy1中加入2倍頻交流分量,即:
其中,系數(shù)k0和k2非負(fù);β2為dy1中交流分量的初相角。
將式(2)代入式(1),可知uo1包含基波電壓分量和3次諧波電壓分量,3次諧波分量u3被3次諧波陷阱濾除后,在電容Cf1兩端得到基波電壓u1(為簡(jiǎn)化分析,假設(shè)元器件均為理想元件,并忽略電感Lf1、Lf2和諧波陷阱的基波壓降)[20-24]。 uo1、u1及 u3分別如下所示:
其中,U1m、φ1和 U3m、φ3分別為基波電壓 u1和 3 次諧波電壓分量u3的幅值和相位角。
在一個(gè)基波周期內(nèi),后級(jí)占空比Dy2是一常數(shù),級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的輸出電壓為:
由式(4)、(6)可知,輸出電壓的相位角 φo和幅值Uom可分別獨(dú)立地連續(xù)調(diào)節(jié)。
圖2 諧波陷阱與Lf1互換位置后的級(jí)聯(lián)式單相VRCPAFig.2 Single-phase cascaded VRCPA with exchanged positions of harmonic trap and inductor Lf1
圖3 π型單相 VRCPAFig.3 Single-phase π-shaped VRCPA
將圖1中級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的前級(jí)輸出濾波電感Lf1與3次諧波陷阱互換位置,得到如圖2所示結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)式單相VRCPA。顯然,圖2中A、B、C 3點(diǎn)相對(duì)于E點(diǎn)的電壓uAE、uBE、uCE具有相等的基波電壓分量(等于u1)。因此,可將前級(jí)LC輸出濾波器省去,只需一個(gè)電感來承擔(dān)A、C 2點(diǎn)之間的高頻電壓分量,得到一個(gè)簡(jiǎn)化的電路結(jié)構(gòu),如圖3所示。不考慮輸入電源和輸出負(fù)載(含Cf),該電路類似數(shù)學(xué)符號(hào)“π”,因此,本文稱之為π型單相VRCPA。另外將輸入端和輸出端互換,其電路結(jié)構(gòu)不變,即該電路輸入、輸出對(duì)稱。
與圖1級(jí)聯(lián)式電路相比,π型單相VRCPA省卻了前級(jí)Buck交流變換器的LC輸出濾波器,簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu),但同樣采用兩級(jí)占空比調(diào)制,故其工作原理及輸入、輸出關(guān)系與級(jí)聯(lián)式單相VRCPA一致。
不計(jì)電流的高頻紋波和線路阻抗的基波壓降,圖1中級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的瞬時(shí)輸入功率pi為:
其中,ii和io分別為輸入、輸出電流;iLf1和iCf1分別為電感Lf1、電容Cf1中電流。
由式(7)可見,pi分為3項(xiàng),其中第1項(xiàng)為瞬時(shí)輸出功率po,第2項(xiàng)為電容Cf1的瞬時(shí)功率,第3項(xiàng)為3次諧波陷阱的瞬時(shí)功率p3_trap:
其中,ILf1m、θ1分別為 iLf1的幅值和相位角。 p3_trap由幅值相等但頻率不同的兩部分無功功率組成,其中一部分以2倍基波頻率變化,另一部分以4倍基波頻率變化。
將式(7)中的第 1、2 項(xiàng)合并,得:
其中為iCf1在輸出端的折算值;io2為io與之和。
顯然,式(9)與圖3中π型單相VRCPA的瞬時(shí)輸入功率關(guān)系一致,此時(shí)圖3中的電路結(jié)構(gòu)可看成是:將圖 1中的電容 Cf1減小為(1-Dy2)2Cf1,然后與輸出電容Cf2并聯(lián),再將電感Lf1和Lf2合二為一。即具有相同瞬時(shí)輸入功率關(guān)系的級(jí)聯(lián)式和π型單相VRCPA存在如下參數(shù)關(guān)系:
其中,Cf、Lf分別為π型單相VRCPA的輸出電容和中間電感。
根據(jù)式(4),可得π型單相VRCPA前級(jí)基波電壓u1的幅值U1m和相位角φ1分別為:
由式(11)中的幅值公式可知,如果k0和k2均為定值,那么當(dāng) β2為 90°和 270°時(shí),U1m分別得到最小值和最大值,即:
考慮到k0和k2的約束關(guān)系,由式(12)可以得到的最小值和最大值隨 k0的變化關(guān)系,分別如圖4中曲線1和曲線2所示。
圖4 基波電壓幅值U1m的極值曲線Fig.4 Maximum curve and minimum curve of U1m
當(dāng) 0≤k0≤0.5,且 k2變化(k2≤k0)時(shí),的最小值和最大值分別為 k0/2 和 3k0/2;當(dāng) 0.5≤k0≤1,且k2變化(k2≤1-k0)時(shí),的最小值和最大值分別為3k0/2-0.5 和 k0/2+0.5。
由式(11)中的相位角公式求得 dφ1/dβ2,并令其等于零,可得k0及k2變化時(shí),φ1的最大值、最小值分別為:
同樣考慮到k0和k2的約束關(guān)系,可得φ1的最大值、最小值和k0的關(guān)系曲線,分別如圖5中曲線1和曲線 2 所示。當(dāng) k0?[0,0.5]時(shí),φ1的變化范圍為[-30°,30°];當(dāng) k0?[0.5,1]時(shí),隨著 k0的增大,φ1的變化范圍減小。
圖5 基波電壓相位角 φ1的極值變化曲線Fig.5 Maximum curve and minimum curve of φ1
和級(jí)聯(lián)式一樣,π型單相VRCPA采用兩級(jí)占空比調(diào)制,其前級(jí)占空比dy1包含3個(gè)控制參數(shù):k0、k2、β2;后級(jí)占空比Dy2為一控制參數(shù)。在滿足輸出電壓幅值和相位角的前提下,應(yīng)使π型單相VRCPA前級(jí)中3次諧波電壓幅值U3m盡可能小、前級(jí)基波輸出電壓幅值U1m盡可能大。為此,應(yīng)研究理想條件下π型單相VRCPA的控制參數(shù)選擇問題。
由式(5)知,U3m與k2成正比,若期望 U3m越小,即要求k2越小。由式(11)知,U1m是k0的增函數(shù),若期望U1m越大,則要求k0越大。換言之,這里是要求k0越大且k2越小,那么可以認(rèn)為是要求k2/k0越小。由式(13)知,k2/k0越小會(huì)導(dǎo)致 φ1的變化范圍變窄。由圖5可以看出,在獲得所需相位角φ1時(shí),φ1為極值時(shí)所對(duì)應(yīng)的k2/k0最小。因此,前級(jí)控制參數(shù)k0應(yīng)根據(jù)圖5中的曲線1或2在[0.5,1.0]范圍內(nèi)取值,即:
其中,φ1_ref為參考相位角,-30°≤φ1_ref≤30°。 控制參數(shù)k2的取值為1-k0。
結(jié)合 k0和 k2的約束關(guān)系,由式(13)知,當(dāng) φ1取極值時(shí),0≤sin β2≤0.5,則在 0°~ 360°區(qū)間內(nèi),β2?[0°,30°]或[150°,180°],故 β2的取值為:
當(dāng)線路中的阻抗及電流較大時(shí),線路阻抗上的基波壓降不可忽略,此時(shí)必須考慮阻抗壓降對(duì)輸出電壓相位的影響。以阻性負(fù)載為例,3次諧波陷阱與電感等線路阻抗對(duì)基波電壓具有滯后作用,其近似等效電路和相位關(guān)系,如圖6所示(適用于級(jí)聯(lián)式或π型單相 VRCPA)。
圖6 3次諧波陷阱和線路阻抗對(duì)基波電壓滯后作用的近似等效電路和相位關(guān)系Fig.6 Approximately equivalent circuit and phase relation for effect of 3rd-order harmonic trap and line impedance on lag of fundamental voltage
圖6中,Uo′為輸出電壓Uo折算到交流開關(guān)S4之前的等效電壓(S4由 S4a和 S4b組成,Uo′=(1-Dy2)Uo);U1為前級(jí)調(diào)制后并折算到交流開關(guān)S1之后的等效基波電壓(S1由S1a和S1b組成);IR為折算到交流開關(guān)S4之前的等效基波阻性負(fù)載電流;IC為等效基波容性電流(Cf的折算電流,或Cf1的電流與Cf2的折算電流);ILf1為電感 Lf1(或 Lf)中等效基波電流;ωLe為等效基波感抗(包括3次諧波陷阱、Lf或Lf1和Lf2的基波感抗);re為線路等效電阻。由圖6可知,由于ωLe和re的作用,Uo滯后于U1(理想條件下,兩者相位相同)。
等效電路的基波阻抗Ze為:
Ze上的基波壓降使得輸出電壓Uo滯后于U1。顯然,ωLe、re和 ILf1越大,則滯后效應(yīng)越明顯。
為消除或減小基波阻抗Ze對(duì)輸出電壓相位的影響,在π型單相VRCPA中串入電容Cb,對(duì)Ze進(jìn)行阻抗補(bǔ)償,如圖7所示(其中3次諧波陷阱由電感和電容并聯(lián)而成)。補(bǔ)償后的Ze為:
圖7 有阻抗補(bǔ)償?shù)摩行蛦蜗郪RCPAFig.7 Single-phase π-shaped VRCPA with impedance compensation
根據(jù)補(bǔ)償電容Cb的大小,可將阻抗補(bǔ)償分為3種情況。 當(dāng) Cb>1/(ω2Le)時(shí),即 ωLe>1/(ωCb),Cb只補(bǔ)償了部分感抗,是欠補(bǔ)償,此時(shí)Ze仍為感性;當(dāng)Cb=1/(ω2Le)時(shí),即 ωLe=1/(ωCb),Cb對(duì)感抗進(jìn)行了全補(bǔ)償,此時(shí) Ze=re,Ze為阻性;當(dāng) Cb<1/(ω2Le)時(shí),即 ωLe<1/(ωCb),Cb對(duì)感抗進(jìn)行了過補(bǔ)償,此時(shí) Ze為容性。
級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖8所示。它利用三相對(duì)稱關(guān)系,使前級(jí)3次諧波電壓相互抵消,這樣三相輸出線電壓不包含3次諧波分量,而只含有基波電壓分量,從而無需3次諧波陷阱[22]。其前級(jí)是3個(gè)單相Buck交流變換器,后級(jí)是1個(gè)三相Boost交流變換器。
在級(jí)聯(lián)式三相VRCPA中,相對(duì)于點(diǎn)E,點(diǎn)X1(X=A,B,C,后文同)、點(diǎn) X2具有相同的基波電壓分量和3次諧波電壓分量,其中基波電壓分量三相正弦正序?qū)ΨQ,而3次諧波電壓分量是三相正弦零序相等。故點(diǎn)A1、B1、C1之間線電壓的低頻部分只含有基波分量,分別與點(diǎn) A2、B2、C2之間線電壓對(duì)應(yīng)相等,同樣也分別與點(diǎn)A3、B3、C3之間線電壓的低頻部分對(duì)應(yīng)相等。若將級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的前級(jí)輸出濾波器去掉,用電感Lf連接點(diǎn)X1與X3,可得到圖9所示電路結(jié)構(gòu),稱之為π型三相VRCPA。
圖8 無3次諧波陷阱的級(jí)聯(lián)式三相VRCPAFig.8 Three-phase cascaded VRCPA without 3rd-order harmonic trap
圖9 π型三相 VRCPAFig.9 Three-phase π-shaped VRCPA
π型三相VRCPA的前級(jí)是3個(gè)單相Buck交流單元,其作用與級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的前級(jí)一樣,用來獨(dú)立連續(xù)地調(diào)節(jié)輸出電壓的相位。顯然,級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的控制策略[22]同樣適用于π型三相VRCPA。
假設(shè)三相輸入相電壓正弦正序?qū)ΨQ,即:
π型三相VRCPA控制參數(shù)的選取與π型單相VRCPA 相同,其前級(jí)占空比 dy1x(x=a,b,c)為:
其中,dy1a、dy1b、dy1c的初相角逆序相差 120°。
若π型三相VRCPA后級(jí)的占空比Dy2是一常數(shù),則其輸出線電壓為:
可見輸出線電壓相對(duì)于輸入線電壓的相位角為φ1,故相位角的調(diào)節(jié)范圍為[-30°,30°]。
在實(shí)驗(yàn)室分別研制了π型單相和π型三相VRCPA原理樣機(jī),進(jìn)行了如下實(shí)驗(yàn)研究。
搭建π型單相VRCPA原理樣機(jī),其實(shí)驗(yàn)參數(shù)為:額定輸入電壓有效值Ui=115V(幅值),頻率f=50 Hz;額定輸出電壓有效值Uo=115 V(幅值);輸出電壓相位角 φ1為-25°~25°可調(diào);輸出電壓幅值±15%可調(diào)(Uo=98~132 V);開關(guān)頻率 fs=25 kHz;濾波電感 Lf=1 mH(斷開 Cf1,由 Lf1、Lf2組合而成),濾波電容 Cf=6.6 μF;3 次諧波陷阱電感 L3=40.56 mH,電容 C3=27.76 μF;開關(guān)管選用IRFP460A;DSP控制芯片為TMS320F2812;補(bǔ)償電容Cb=182 μF。
圖10 π型單相VRCPA的 φ1和k0測(cè)量結(jié)果Fig.10 Measured φ1and k0of single-phase π-shaped VRCPA
阻抗補(bǔ)償時(shí),當(dāng)Uo=115 V、Ro=350 Ω時(shí),π型單相VRCPA的相位和幅值皆閉環(huán)控制,其相位角φ1的測(cè)量值隨參考值φ1_ref的變化關(guān)系,如圖10(a)中虛線所示,圖中實(shí)線表示參考值??梢妼?shí)測(cè)相位角φ1和參考相位角φ1_ref幾乎一致,表明π型單相VRCPA具有較小的相位調(diào)節(jié)步長(zhǎng)和較高的相位控制精度。對(duì)應(yīng)控制參數(shù)k0的測(cè)量值及其理想條件下的計(jì)算值隨 φ1_ref的變化關(guān)系,如圖 10(b)所示,可見 k0的實(shí)測(cè)值與其理想條件下的計(jì)算值非常接近,表明補(bǔ)償適當(dāng)。
阻抗補(bǔ)償時(shí),當(dāng) Uo=115 V、φ1_ref=25°、Ro=350 Ω時(shí),π型單相VRCPA的實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。圖11(a)中輸出電壓 uo超前輸入電壓 ui為 25.062°(對(duì)應(yīng)一次測(cè)量值),此時(shí)實(shí)測(cè)k0=0.531、k2=0.454,分別與其理想條件下的計(jì)算值偏差-0.001和0.001(φo_ref=±25°時(shí),計(jì)算值 k0=0.532、k2=0.453)。
圖11(b)中,uMN為諧波陷阱上電壓u3_trap與補(bǔ)償電容Cb電壓u3_Cb之和,uMN主要為3次諧波電壓分量,但也含有少量基波電壓分量,其中一部分基波電壓是由諧波陷阱中的電阻引起,剩下的基波電壓是用來補(bǔ)償電感Lf所引起的基波壓降。
圖11(c)為 ui與交流開關(guān)管 S3兩端電壓 uS3的實(shí)驗(yàn)波形(S3由 S3a和 S3b組成,uS3為 C、E 2點(diǎn)間的電壓),uS3是高頻脈沖序列,其包絡(luò)線為輸出電壓uo,其基波含量 u1=uo(1-Dy2)。
圖11 進(jìn)行阻抗補(bǔ)償,φ1_ref=25°時(shí),π型單相VRCPA的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of single-phase π-shaped VRCPA with impedance compensation when φ1_ref=25°
搭建π型三相VRCPA原理樣機(jī),其實(shí)驗(yàn)參數(shù)為:額定輸入線電壓有效值UiL=200 V(Ui=115 V,Uim=),頻率f=50 Hz;額定輸出線電壓有效值UoL=200 V;額定輸出容量1200 V·A;輸出電壓相位角φ1為-20°~20°可調(diào);輸出線電壓幅值±15%可調(diào)(UoL=170~230 V);開關(guān)頻率 fs=22.5 kHz;前級(jí) IGBT開關(guān)管為 HGTG20N60B3D;后級(jí)IGBT開關(guān)管為HGTG20N120CND;DSP控制芯片為 TMS320F2812;濾波電感 Lf=1 mH(斷開 Cf1,由Lf1、Lf2組合而成),濾波電容 Cf=6.6 μF。
UoL=200 V、φ1_ref=-20°時(shí),π型三相 VRCPA 的實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。圖12(a)中,輸出線電壓uoab滯后輸入線電壓 uiab-20°;圖 12(b)中,三相輸出線電壓 uoab、uobc和 uoca波形正序?qū)ΨQ,相位相差120°。
圖12 φ1_ref=-20°時(shí),π型三相VRCPA的實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of three-phase π-shaped VRCPA when φ1_ref=-20°
當(dāng) UoL=200 V,φ1_ref分別為 -5°、5°、-10°、10°、-15°、15°、-20°、20°時(shí),π型三相 VRCPA 的變換效率分別如圖13中曲線1—8所示。由圖13(a)知:在較重負(fù)載情況下,當(dāng)φ1_ref為負(fù)角度時(shí),絕對(duì)值越小,則效率越高。同理對(duì)于圖13(b)中曲線,當(dāng)φ1_ref為正角度時(shí),亦是越小,則效率越高。
對(duì)比圖 13(a)、13(b),可見 φ1_ref為負(fù)時(shí)的變換效率同比高于φ1_ref為正時(shí)的變換效率。這是因?yàn)閷?duì)于阻性負(fù)載,線路阻抗具有一定的滯后作用。當(dāng)φ1_ref為負(fù)時(shí),π型三相VRCPA的前級(jí)控制參數(shù)k0要同比大于φ1_ref為正時(shí)的k0。k0越大,則前級(jí)效率越大,同時(shí)前級(jí)輸出線電壓的基波幅值越大,這樣后級(jí)的效率亦越大,從而兩級(jí)效率會(huì)更大。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了π型VRCPA的可行性和理論分析的正確性,在將VRCPA實(shí)際應(yīng)用于輸電網(wǎng)之前,必須考慮耐壓容量問題。由于目前電力電子器件的耐壓能力有限,在現(xiàn)實(shí)中人們難以獲得高電壓大電流的功率開關(guān)器件,因此所提出的VRCPA較難在高壓電網(wǎng)中得到直接實(shí)際應(yīng)用。
為此,可考慮采用變壓器將VRCPA與電網(wǎng)進(jìn)行耦合連接;或讓VRCPA的輸出電壓與電網(wǎng)電壓串聯(lián),從而使電網(wǎng)電壓可在一個(gè)較小的范圍內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)(如±10%幅值和±5°相位。在高壓電網(wǎng)中,較小的電壓幅值和相位改變可導(dǎo)致線路中的潮流發(fā)生較大的變化);或研究多電平電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的VRCPA;或研究電力電子器件串并聯(lián)技術(shù)在VRCPA中的應(yīng)用。再者VRCPA應(yīng)加旁路開關(guān),在不需要調(diào)節(jié)電壓幅值或相位時(shí),可通過旁路開關(guān)將VRCPA短接,以降低電網(wǎng)線路損耗。
a.提出了π型VRCPA。與級(jí)聯(lián)式單相VRCPA相比,π型單相VRCPA由Buck交流單元、3次諧波陷阱和Boost交流單元組成,省卻了前級(jí)Buck交流變換器的LC輸出濾波器,簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu),但同樣采用兩級(jí)占空比調(diào)制,其工作原理及輸入、輸出關(guān)系與級(jí)聯(lián)式電路一致。相對(duì)于輸入電壓,其輸出電壓的相位和幅值均可獨(dú)立地分別連續(xù)調(diào)節(jié),其相位最大調(diào)節(jié)范圍為[-30°,30°]。
b.當(dāng)線路中的阻抗及電流較大時(shí),必須考慮阻抗壓降對(duì)輸出電壓相位的影響。在π型單相VRCPA中采用電容阻抗補(bǔ)償,能夠有效地抵消或減小3次諧波陷阱與電感等線路阻抗對(duì)基波電壓的滯后作用。
c.無3次諧波陷阱的π型三相VRCPA不僅省卻了前級(jí)3個(gè)LC輸出濾波器,而且利用三相對(duì)稱關(guān)系,使3次諧波電壓相互抵消,這樣三相輸出線電壓不含有3次諧波分量,而只含有基波電壓分量,從而無需3次諧波陷阱,電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。
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