π型相位和幅值可控電壓調(diào)節(jié)器

張友軍

（蘇州大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院，江蘇 蘇州 215021）

0 引言

電力作為基礎(chǔ)能源，是國(guó)民經(jīng)濟(jì)健康發(fā)展的重要保障。在現(xiàn)有電力系統(tǒng)設(shè)施和基礎(chǔ)建設(shè)投資相對(duì)滯后的情況下，提高對(duì)電網(wǎng)的潮流控制能力，從而提高電網(wǎng)的電能傳輸能力和電力系統(tǒng)的利用率，具有重要的社會(huì)意義和經(jīng)濟(jì)效益［1-2］。

電力系統(tǒng)中的潮流包含有功潮流和無功潮流，總體上由電源、負(fù)荷和供電網(wǎng)絡(luò)三者共同決定。為了有效地控制線路潮流、提高電網(wǎng)的電能傳輸能力和電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性，柔性交流傳輸系統(tǒng)FACTS（Flexible AC Transmission System）技術(shù)被廣泛研究和應(yīng)用。

當(dāng)負(fù)荷增加時(shí)，如果電力系統(tǒng)中的無功電源沒有相應(yīng)地增加，則會(huì)使電網(wǎng)電壓下降。因此，為防止電網(wǎng)電壓下降，需對(duì)電網(wǎng)進(jìn)行無功功率補(bǔ)償，一般采用并聯(lián)無功補(bǔ)償裝置［3］。目前廣泛應(yīng)用的動(dòng)態(tài)并聯(lián)無功補(bǔ)償裝置是靜止無功補(bǔ)償器SVC（Static Var Compensator）［4-6］，其屬于第一代并聯(lián)型 FACTS 技術(shù)，動(dòng)態(tài)速度快，可連續(xù)調(diào)節(jié)輸出無功功率。靜止同步補(bǔ)償器STATCOM（STATic synchronous COMpensator）是一種比SVC在動(dòng)態(tài)補(bǔ)償上表現(xiàn)更好的先進(jìn)并聯(lián)補(bǔ)償裝置［6-9］，但因其價(jià)格較高，尚未完全取代SVC在動(dòng)態(tài)補(bǔ)償領(lǐng)域的作用。

在電網(wǎng)中采用串聯(lián)無功補(bǔ)償，如GTO控制串聯(lián)電容器 GCSC（GTO Controlled Series Capacitor）［10］、晶閘管可控串聯(lián)電容器TCSC（Thyristor Controlled Series Capacitor）［11-13］、同步靜態(tài)串聯(lián)補(bǔ)償器 SSSC（Synchronous Static Series Compensator）［14-15］等，可以等效地調(diào)節(jié)線路阻抗、控制線路電流，從而控制線路中的有功潮流。

統(tǒng)一潮流控制器UPFC（United Power Flow Controller）由共用電容器的2個(gè)電壓源逆變器構(gòu)成，相當(dāng)于1個(gè)并聯(lián)STATCOM和1個(gè)串聯(lián)SSSC的組合［16-17］。UPFC可分別或同時(shí)實(shí)現(xiàn)串聯(lián)補(bǔ)償、并聯(lián)補(bǔ)償和移相等多種功能，能對(duì)有功、無功和電壓分別進(jìn)行控制。

SVC和STATCOM等并聯(lián)型FACTS技術(shù)的實(shí)質(zhì)是在電網(wǎng)中加入無功電源（或無功負(fù)荷），起到調(diào)節(jié)無功功率潮流的目的，但其不能直接對(duì)電網(wǎng)中有功潮流進(jìn)行控制；GCSC、TCSC和SSSC等串聯(lián)型FACTS技術(shù)雖可控制線路中有功潮流，但不能同時(shí)對(duì)線路中有功和無功潮流分別進(jìn)行控制；組合型FACTS技術(shù)UPFC已比較成熟，但由于價(jià)格較貴，普及率不高。再者，UPFC、STATCOM、SSSC等 FACTS裝置由于采用大容量直流儲(chǔ)能元件而導(dǎo)致設(shè)備故障率高、壽命周期短、維修費(fèi)用高。

由于電網(wǎng)中的有功和無功功率傳送與線路阻抗、發(fā)送端及接收端的電壓幅值以及兩端電壓的相位差有關(guān)［18-19］，在不改變線路阻抗的前提下，若能調(diào)節(jié)線路發(fā)送端的電壓幅值和相位，則可控制電網(wǎng)中的有功和無功電能傳輸。為此，文獻(xiàn)［20-24］采用虛擬正交源 VQS（Virtual Quadrature Source）［25］概念，提出了一種無直流儲(chǔ)能元件的電能傳輸控制新方法——相位和幅值可控電壓調(diào)節(jié)器VRCPA（Voltage Regulator with Controllable Phase and Amplitude）。 VRCPA能夠分別獨(dú)立地連續(xù)調(diào)節(jié)電壓的相位和幅值，可被用于控制電網(wǎng)中的有功和無功潮流，提高電網(wǎng)的電能傳輸能力，具有巨大的潛在應(yīng)用價(jià)值。與UPFC、STATCOM和SSSC相比，VRCPA不含直流儲(chǔ)能元件，因而可降低設(shè)備故障率和維修費(fèi)用，從而提高壽命周期。VRCPA采用高頻控制，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快［20］。

在級(jí)聯(lián)式VRCPA的基礎(chǔ)上，本文提出并研究了一種新穎的π型VRCPA。與級(jí)聯(lián)式VRCPA相比，π型單相VRCPA省卻了前級(jí)Buck交流變換器的LC輸出濾波器，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)；π型三相VRCPA同樣利用三相對(duì)稱關(guān)系，可使3次諧波電壓相互抵消，從而無需3次諧波陷阱，而且省卻了前級(jí)3個(gè)LC輸出濾波器。本文采用電容阻抗補(bǔ)償，能夠有效地抵消或減小3次諧波陷阱與電感等線路阻抗對(duì)基波電壓的滯后作用。最后研制了原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 π型單相VRCPA

1.1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

文獻(xiàn)［20，23］提出的級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。前級(jí)是一個(gè)Buck交流變換器［26］和一個(gè) 3 次諧波陷阱［20-25］（由變壓器 TR和電容C3組成，或者由電感和電容并聯(lián)而成），后級(jí)是一個(gè)Boost交流變換器。

圖1 級(jí)聯(lián)式單相VRCPAFig.1 Single-phase cascaded VRCPA

若輸入電壓ui為理想正弦波，則前級(jí)Buck交流變換器的輸出電壓uo1為：

其中，Uim為輸入電壓幅值；ω=2πf，為輸入電壓角頻率；f為輸入電壓頻率；dy1為前級(jí)占空比。

若dy1中加入2倍頻交流分量，即：

其中，系數(shù)k0和k2非負(fù)；β2為dy1中交流分量的初相角。

將式（2）代入式（1），可知uo1包含基波電壓分量和3次諧波電壓分量，3次諧波分量u3被3次諧波陷阱濾除后，在電容Cf1兩端得到基波電壓u1（為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)元器件均為理想元件，并忽略電感Lf1、Lf2和諧波陷阱的基波壓降）［20-24］。 uo1、u1及 u3分別如下所示：

其中，U1m、φ1和 U3m、φ3分別為基波電壓 u1和 3 次諧波電壓分量u3的幅值和相位角。

在一個(gè)基波周期內(nèi)，后級(jí)占空比Dy2是一常數(shù)，級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的輸出電壓為：

由式（4）、（6）可知，輸出電壓的相位角 φo和幅值Uom可分別獨(dú)立地連續(xù)調(diào)節(jié)。

圖2 諧波陷阱與Lf1互換位置后的級(jí)聯(lián)式單相VRCPAFig.2 Single-phase cascaded VRCPA with exchanged positions of harmonic trap and inductor Lf1

圖3 π型單相 VRCPAFig.3 Single-phase π-shaped VRCPA

將圖1中級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的前級(jí)輸出濾波電感Lf1與3次諧波陷阱互換位置，得到如圖2所示結(jié)構(gòu)的級(jí)聯(lián)式單相VRCPA。顯然，圖2中A、B、C 3點(diǎn)相對(duì)于E點(diǎn)的電壓uAE、uBE、uCE具有相等的基波電壓分量（等于u1）。因此，可將前級(jí)LC輸出濾波器省去，只需一個(gè)電感來承擔(dān)A、C 2點(diǎn)之間的高頻電壓分量，得到一個(gè)簡(jiǎn)化的電路結(jié)構(gòu)，如圖3所示。不考慮輸入電源和輸出負(fù)載（含Cf），該電路類似數(shù)學(xué)符號(hào)“π”，因此，本文稱之為π型單相VRCPA。另外將輸入端和輸出端互換，其電路結(jié)構(gòu)不變，即該電路輸入、輸出對(duì)稱。

與圖1級(jí)聯(lián)式電路相比，π型單相VRCPA省卻了前級(jí)Buck交流變換器的LC輸出濾波器，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，但同樣采用兩級(jí)占空比調(diào)制，故其工作原理及輸入、輸出關(guān)系與級(jí)聯(lián)式單相VRCPA一致。

1.2 瞬時(shí)功率平衡關(guān)系

不計(jì)電流的高頻紋波和線路阻抗的基波壓降，圖1中級(jí)聯(lián)式單相VRCPA的瞬時(shí)輸入功率pi為：

其中，ii和io分別為輸入、輸出電流；iLf1和iCf1分別為電感Lf1、電容Cf1中電流。

由式（7）可見，pi分為3項(xiàng)，其中第1項(xiàng)為瞬時(shí)輸出功率po，第2項(xiàng)為電容Cf1的瞬時(shí)功率，第3項(xiàng)為3次諧波陷阱的瞬時(shí)功率p3_trap：

其中，ILf1m、θ1分別為 iLf1的幅值和相位角。 p3_trap由幅值相等但頻率不同的兩部分無功功率組成，其中一部分以2倍基波頻率變化，另一部分以4倍基波頻率變化。

將式（7）中的第 1、2 項(xiàng)合并，得：

其中為iCf1在輸出端的折算值；io2為io與之和。

顯然，式（9）與圖3中π型單相VRCPA的瞬時(shí)輸入功率關(guān)系一致，此時(shí)圖3中的電路結(jié)構(gòu)可看成是：將圖 1中的電容 Cf1減小為（1-Dy2）2Cf1，然后與輸出電容Cf2并聯(lián)，再將電感Lf1和Lf2合二為一。即具有相同瞬時(shí)輸入功率關(guān)系的級(jí)聯(lián)式和π型單相VRCPA存在如下參數(shù)關(guān)系：

其中，Cf、Lf分別為π型單相VRCPA的輸出電容和中間電感。

2 調(diào)節(jié)范圍與阻抗補(bǔ)償

2.1 前級(jí)基波電壓幅值和相位調(diào)節(jié)范圍

根據(jù)式（4），可得π型單相VRCPA前級(jí)基波電壓u1的幅值U1m和相位角φ1分別為：

由式（11）中的幅值公式可知，如果k0和k2均為定值，那么當(dāng) β2為 90°和 270°時(shí)，U1m分別得到最小值和最大值，即：

考慮到k0和k2的約束關(guān)系，由式（12）可以得到的最小值和最大值隨 k0的變化關(guān)系，分別如圖4中曲線1和曲線2所示。

圖4 基波電壓幅值U1m的極值曲線Fig.4 Maximum curve and minimum curve of U1m

當(dāng) 0≤k0≤0.5，且 k2變化（k2≤k0）時(shí)，的最小值和最大值分別為 k0/2 和 3k0/2；當(dāng) 0.5≤k0≤1，且k2變化（k2≤1-k0）時(shí)，的最小值和最大值分別為3k0/2－0.5 和 k0/2+0.5。

由式（11）中的相位角公式求得 dφ1/dβ2，并令其等于零，可得k0及k2變化時(shí)，φ1的最大值、最小值分別為：

同樣考慮到k0和k2的約束關(guān)系，可得φ1的最大值、最小值和k0的關(guān)系曲線，分別如圖5中曲線1和曲線 2 所示。當(dāng) k0?［0，0.5］時(shí)，φ1的變化范圍為［-30°，30°］；當(dāng) k0?［0.5，1］時(shí)，隨著 k0的增大，φ1的變化范圍減小。

圖5 基波電壓相位角 φ1的極值變化曲線Fig.5 Maximum curve and minimum curve of φ1

2.2 理想條件下的控制參數(shù)

和級(jí)聯(lián)式一樣，π型單相VRCPA采用兩級(jí)占空比調(diào)制，其前級(jí)占空比dy1包含3個(gè)控制參數(shù)：k0、k2、β2；后級(jí)占空比Dy2為一控制參數(shù)。在滿足輸出電壓幅值和相位角的前提下，應(yīng)使π型單相VRCPA前級(jí)中3次諧波電壓幅值U3m盡可能小、前級(jí)基波輸出電壓幅值U1m盡可能大。為此，應(yīng)研究理想條件下π型單相VRCPA的控制參數(shù)選擇問題。

由式（5）知，U3m與k2成正比，若期望 U3m越小，即要求k2越小。由式（11）知，U1m是k0的增函數(shù)，若期望U1m越大，則要求k0越大。換言之，這里是要求k0越大且k2越小，那么可以認(rèn)為是要求k2/k0越小。由式（13）知，k2/k0越小會(huì)導(dǎo)致 φ1的變化范圍變窄。由圖5可以看出，在獲得所需相位角φ1時(shí)，φ1為極值時(shí)所對(duì)應(yīng)的k2/k0最小。因此，前級(jí)控制參數(shù)k0應(yīng)根據(jù)圖5中的曲線1或2在［0.5，1.0］范圍內(nèi)取值，即：

其中，φ1_ref為參考相位角，-30°≤φ1_ref≤30°。 控制參數(shù)k2的取值為1-k0。

結(jié)合 k0和 k2的約束關(guān)系，由式（13）知，當(dāng) φ1取極值時(shí)，0≤sin β2≤0.5，則在 0°～ 360°區(qū)間內(nèi)，β2?［0°，30°］或［150°，180°］，故 β2的取值為：

2.3 阻抗補(bǔ)償

當(dāng)線路中的阻抗及電流較大時(shí)，線路阻抗上的基波壓降不可忽略，此時(shí)必須考慮阻抗壓降對(duì)輸出電壓相位的影響。以阻性負(fù)載為例，3次諧波陷阱與電感等線路阻抗對(duì)基波電壓具有滯后作用，其近似等效電路和相位關(guān)系，如圖6所示（適用于級(jí)聯(lián)式或π型單相 VRCPA）。

圖6 3次諧波陷阱和線路阻抗對(duì)基波電壓滯后作用的近似等效電路和相位關(guān)系Fig.6 Approximately equivalent circuit and phase relation for effect of 3rd-order harmonic trap and line impedance on lag of fundamental voltage

圖6中，Uo′為輸出電壓Uo折算到交流開關(guān)S4之前的等效電壓（S4由 S4a和 S4b組成，Uo′=（1-Dy2）Uo）；U1為前級(jí)調(diào)制后并折算到交流開關(guān)S1之后的等效基波電壓（S1由S1a和S1b組成）；IR為折算到交流開關(guān)S4之前的等效基波阻性負(fù)載電流；IC為等效基波容性電流（Cf的折算電流，或Cf1的電流與Cf2的折算電流）；ILf1為電感 Lf1（或 Lf）中等效基波電流；ωLe為等效基波感抗（包括3次諧波陷阱、Lf或Lf1和Lf2的基波感抗）；re為線路等效電阻。由圖6可知，由于ωLe和re的作用，Uo滯后于U1（理想條件下，兩者相位相同）。

等效電路的基波阻抗Ze為：

Ze上的基波壓降使得輸出電壓Uo滯后于U1。顯然，ωLe、re和 ILf1越大，則滯后效應(yīng)越明顯。

為消除或減小基波阻抗Ze對(duì)輸出電壓相位的影響，在π型單相VRCPA中串入電容Cb，對(duì)Ze進(jìn)行阻抗補(bǔ)償，如圖7所示（其中3次諧波陷阱由電感和電容并聯(lián)而成）。補(bǔ)償后的Ze為：

圖7 有阻抗補(bǔ)償?shù)摩行蛦蜗郪RCPAFig.7 Single-phase π-shaped VRCPA with impedance compensation

根據(jù)補(bǔ)償電容Cb的大小，可將阻抗補(bǔ)償分為3種情況。 當(dāng) Cb＞1/（ω2Le）時(shí)，即 ωLe＞1/（ωCb），Cb只補(bǔ)償了部分感抗，是欠補(bǔ)償，此時(shí)Ze仍為感性；當(dāng)Cb=1/（ω2Le）時(shí)，即 ωLe=1/（ωCb），Cb對(duì)感抗進(jìn)行了全補(bǔ)償，此時(shí) Ze=re，Ze為阻性；當(dāng) Cb＜1/（ω2Le）時(shí)，即 ωLe＜1/（ωCb），Cb對(duì)感抗進(jìn)行了過補(bǔ)償，此時(shí) Ze為容性。

3 π型三相VRCPA

級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖8所示。它利用三相對(duì)稱關(guān)系，使前級(jí)3次諧波電壓相互抵消，這樣三相輸出線電壓不包含3次諧波分量，而只含有基波電壓分量，從而無需3次諧波陷阱［22］。其前級(jí)是3個(gè)單相Buck交流變換器，后級(jí)是1個(gè)三相Boost交流變換器。

在級(jí)聯(lián)式三相VRCPA中，相對(duì)于點(diǎn)E，點(diǎn)X1（X=A，B，C，后文同）、點(diǎn) X2具有相同的基波電壓分量和3次諧波電壓分量，其中基波電壓分量三相正弦正序?qū)ΨQ，而3次諧波電壓分量是三相正弦零序相等。故點(diǎn)A1、B1、C1之間線電壓的低頻部分只含有基波分量，分別與點(diǎn) A2、B2、C2之間線電壓對(duì)應(yīng)相等，同樣也分別與點(diǎn)A3、B3、C3之間線電壓的低頻部分對(duì)應(yīng)相等。若將級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的前級(jí)輸出濾波器去掉，用電感Lf連接點(diǎn)X1與X3，可得到圖9所示電路結(jié)構(gòu)，稱之為π型三相VRCPA。

圖8 無3次諧波陷阱的級(jí)聯(lián)式三相VRCPAFig.8 Three-phase cascaded VRCPA without 3rd-order harmonic trap

圖9 π型三相 VRCPAFig.9 Three-phase π-shaped VRCPA

π型三相VRCPA的前級(jí)是3個(gè)單相Buck交流單元，其作用與級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的前級(jí)一樣，用來獨(dú)立連續(xù)地調(diào)節(jié)輸出電壓的相位。顯然，級(jí)聯(lián)式三相VRCPA的控制策略［22］同樣適用于π型三相VRCPA。

假設(shè)三相輸入相電壓正弦正序?qū)ΨQ，即：

π型三相VRCPA控制參數(shù)的選取與π型單相VRCPA 相同，其前級(jí)占空比 dy1x（x=a，b，c）為：

其中，dy1a、dy1b、dy1c的初相角逆序相差 120°。

若π型三相VRCPA后級(jí)的占空比Dy2是一常數(shù)，則其輸出線電壓為：

可見輸出線電壓相對(duì)于輸入線電壓的相位角為φ1，故相位角的調(diào)節(jié)范圍為［-30°，30°］。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

在實(shí)驗(yàn)室分別研制了π型單相和π型三相VRCPA原理樣機(jī)，進(jìn)行了如下實(shí)驗(yàn)研究。

4.1 π型單相VRCPA實(shí)驗(yàn)

搭建π型單相VRCPA原理樣機(jī)，其實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：額定輸入電壓有效值Ui=115V（幅值），頻率f=50 Hz；額定輸出電壓有效值Uo=115 V（幅值）；輸出電壓相位角 φ1為-25°～25°可調(diào)；輸出電壓幅值±15%可調(diào)（Uo=98～132 V）；開關(guān)頻率 fs=25 kHz；濾波電感 Lf=1 mH（斷開 Cf1，由 Lf1、Lf2組合而成），濾波電容 Cf=6.6 μF；3 次諧波陷阱電感 L3=40.56 mH，電容 C3=27.76 μF；開關(guān)管選用IRFP460A；DSP控制芯片為TMS320F2812；補(bǔ)償電容Cb=182 μF。

圖10 π型單相VRCPA的 φ1和k0測(cè)量結(jié)果Fig.10 Measured φ1and k0of single-phase π-shaped VRCPA

阻抗補(bǔ)償時(shí)，當(dāng)Uo=115 V、Ro=350 Ω時(shí)，π型單相VRCPA的相位和幅值皆閉環(huán)控制，其相位角φ1的測(cè)量值隨參考值φ1_ref的變化關(guān)系，如圖10（a）中虛線所示，圖中實(shí)線表示參考值?？梢妼?shí)測(cè)相位角φ1和參考相位角φ1_ref幾乎一致，表明π型單相VRCPA具有較小的相位調(diào)節(jié)步長(zhǎng)和較高的相位控制精度。對(duì)應(yīng)控制參數(shù)k0的測(cè)量值及其理想條件下的計(jì)算值隨 φ1_ref的變化關(guān)系，如圖 10（b）所示，可見 k0的實(shí)測(cè)值與其理想條件下的計(jì)算值非常接近，表明補(bǔ)償適當(dāng)。

阻抗補(bǔ)償時(shí)，當(dāng) Uo=115 V、φ1_ref=25°、Ro=350 Ω時(shí)，π型單相VRCPA的實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。圖11（a）中輸出電壓 uo超前輸入電壓 ui為 25.062°（對(duì)應(yīng)一次測(cè)量值），此時(shí)實(shí)測(cè)k0=0.531、k2=0.454，分別與其理想條件下的計(jì)算值偏差-0.001和0.001（φo_ref=±25°時(shí)，計(jì)算值 k0=0.532、k2=0.453）。

圖11（b）中，uMN為諧波陷阱上電壓u3_trap與補(bǔ)償電容Cb電壓u3_Cb之和，uMN主要為3次諧波電壓分量，但也含有少量基波電壓分量，其中一部分基波電壓是由諧波陷阱中的電阻引起，剩下的基波電壓是用來補(bǔ)償電感Lf所引起的基波壓降。

圖11（c）為 ui與交流開關(guān)管 S3兩端電壓 uS3的實(shí)驗(yàn)波形（S3由 S3a和 S3b組成，uS3為 C、E 2點(diǎn)間的電壓），uS3是高頻脈沖序列，其包絡(luò)線為輸出電壓uo，其基波含量 u1=uo（1-Dy2）。

圖11 進(jìn)行阻抗補(bǔ)償，φ1_ref=25°時(shí)，π型單相VRCPA的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of single-phase π-shaped VRCPA with impedance compensation when φ1_ref=25°

4.2 π型三相VRCPA實(shí)驗(yàn)

搭建π型三相VRCPA原理樣機(jī)，其實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：額定輸入線電壓有效值UiL=200 V（Ui=115 V，Uim=），頻率f=50 Hz；額定輸出線電壓有效值UoL=200 V；額定輸出容量1200 V·A；輸出電壓相位角φ1為-20°～20°可調(diào)；輸出線電壓幅值±15%可調(diào)（UoL=170～230 V）；開關(guān)頻率 fs=22.5 kHz；前級(jí) IGBT開關(guān)管為 HGTG20N60B3D；后級(jí)IGBT開關(guān)管為HGTG20N120CND；DSP控制芯片為 TMS320F2812；濾波電感 Lf=1 mH（斷開 Cf1，由Lf1、Lf2組合而成），濾波電容 Cf=6.6 μF。

UoL=200 V、φ1_ref=-20°時(shí)，π型三相 VRCPA 的實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。圖12（a）中，輸出線電壓uoab滯后輸入線電壓 uiab-20°；圖 12（b）中，三相輸出線電壓 uoab、uobc和 uoca波形正序?qū)ΨQ，相位相差120°。

圖12 φ1_ref=-20°時(shí)，π型三相VRCPA的實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of three-phase π-shaped VRCPA when φ1_ref=-20°

當(dāng) UoL=200 V，φ1_ref分別為 -5°、5°、-10°、10°、-15°、15°、-20°、20°時(shí)，π型三相 VRCPA 的變換效率分別如圖13中曲線1—8所示。由圖13（a）知：在較重負(fù)載情況下，當(dāng)φ1_ref為負(fù)角度時(shí)，絕對(duì)值越小，則效率越高。同理對(duì)于圖13（b）中曲線，當(dāng)φ1_ref為正角度時(shí)，亦是越小，則效率越高。

對(duì)比圖 13（a）、13（b），可見 φ1_ref為負(fù)時(shí)的變換效率同比高于φ1_ref為正時(shí)的變換效率。這是因?yàn)閷?duì)于阻性負(fù)載，線路阻抗具有一定的滯后作用。當(dāng)φ1_ref為負(fù)時(shí)，π型三相VRCPA的前級(jí)控制參數(shù)k0要同比大于φ1_ref為正時(shí)的k0。k0越大，則前級(jí)效率越大，同時(shí)前級(jí)輸出線電壓的基波幅值越大，這樣后級(jí)的效率亦越大，從而兩級(jí)效率會(huì)更大。

4.3 問題討論

實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了π型VRCPA的可行性和理論分析的正確性，在將VRCPA實(shí)際應(yīng)用于輸電網(wǎng)之前，必須考慮耐壓容量問題。由于目前電力電子器件的耐壓能力有限，在現(xiàn)實(shí)中人們難以獲得高電壓大電流的功率開關(guān)器件，因此所提出的VRCPA較難在高壓電網(wǎng)中得到直接實(shí)際應(yīng)用。

為此，可考慮采用變壓器將VRCPA與電網(wǎng)進(jìn)行耦合連接；或讓VRCPA的輸出電壓與電網(wǎng)電壓串聯(lián)，從而使電網(wǎng)電壓可在一個(gè)較小的范圍內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)（如±10%幅值和±5°相位。在高壓電網(wǎng)中，較小的電壓幅值和相位改變可導(dǎo)致線路中的潮流發(fā)生較大的變化）；或研究多電平電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的VRCPA；或研究電力電子器件串并聯(lián)技術(shù)在VRCPA中的應(yīng)用。再者VRCPA應(yīng)加旁路開關(guān)，在不需要調(diào)節(jié)電壓幅值或相位時(shí)，可通過旁路開關(guān)將VRCPA短接，以降低電網(wǎng)線路損耗。

5 結(jié)論

a.提出了π型VRCPA。與級(jí)聯(lián)式單相VRCPA相比，π型單相VRCPA由Buck交流單元、3次諧波陷阱和Boost交流單元組成，省卻了前級(jí)Buck交流變換器的LC輸出濾波器，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，但同樣采用兩級(jí)占空比調(diào)制，其工作原理及輸入、輸出關(guān)系與級(jí)聯(lián)式電路一致。相對(duì)于輸入電壓，其輸出電壓的相位和幅值均可獨(dú)立地分別連續(xù)調(diào)節(jié)，其相位最大調(diào)節(jié)范圍為［-30°，30°］。

b.當(dāng)線路中的阻抗及電流較大時(shí)，必須考慮阻抗壓降對(duì)輸出電壓相位的影響。在π型單相VRCPA中采用電容阻抗補(bǔ)償，能夠有效地抵消或減小3次諧波陷阱與電感等線路阻抗對(duì)基波電壓的滯后作用。

c.無3次諧波陷阱的π型三相VRCPA不僅省卻了前級(jí)3個(gè)LC輸出濾波器，而且利用三相對(duì)稱關(guān)系，使3次諧波電壓相互抵消，這樣三相輸出線電壓不含有3次諧波分量，而只含有基波電壓分量，從而無需3次諧波陷阱，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。

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