考慮多熱源耦合的風(fēng)電變流器IGBT模塊結(jié)溫評(píng)估模型

李 輝 ，劉盛權(quán) ，李 洋 ，楊 東 ，梁媛媛 ，劉 靜

（1.重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400044；2.重慶科凱前衛(wèi)風(fēng)電設(shè)備有限責(zé)任公司，重慶 401121；3.中船重工（重慶）海裝風(fēng)電設(shè)備有限公司，重慶 401122）

0 引言

變流器作為風(fēng)電機(jī)組電能回饋至電網(wǎng)的關(guān)鍵控制環(huán)節(jié)，其可靠運(yùn)行對(duì)并網(wǎng)風(fēng)電機(jī)組的電能質(zhì)量以及安全穩(wěn)定性至關(guān)重要［1］。由于風(fēng)電機(jī)組長時(shí)間、頻繁和大范圍的隨機(jī)出力變化以及機(jī)側(cè)變流器可能長期處于較低工作頻率下運(yùn)行，風(fēng)電變流器運(yùn)行可靠性問題近年來已經(jīng)引起了國內(nèi)外學(xué)者和工程師的廣泛關(guān)注［2-4］。功率模塊的結(jié)溫均值及其波動(dòng)以及內(nèi)部材料的熱失配特性產(chǎn)生的疲勞損傷，是導(dǎo)致電力電子器件老化和失效的主要因素［5］，然而，其功率模塊結(jié)溫卻很難通過實(shí)驗(yàn)手段直接測(cè)量［6］，加之大功率風(fēng)電機(jī)組變流器功率模塊通常是多芯片并聯(lián)的封裝結(jié)構(gòu)，芯片間可能存在熱耦合影響［7］。因此，功率模塊結(jié)溫的準(zhǔn)確計(jì)算與評(píng)估是分析風(fēng)電變流器運(yùn)行可靠性問題的關(guān)鍵，其對(duì)于提高變流器運(yùn)行的狀態(tài)監(jiān)測(cè)和可靠性評(píng)估水平具有重要的學(xué)術(shù)價(jià)值和現(xiàn)實(shí)意義。

目前國內(nèi)外關(guān)于變流器IGBT模塊結(jié)溫評(píng)估已有一定的研究成果。文獻(xiàn)［7］采用有限元方法對(duì)IGBT模塊進(jìn)行了熱分析，雖然獲得了IGBT模塊芯片表面的二維溫度場(chǎng)分布云圖，但是這類模型難以實(shí)現(xiàn)變流器部件級(jí)的結(jié)溫實(shí)時(shí)計(jì)算和可靠性評(píng)估。文獻(xiàn)［8-10］基于開關(guān)周期的損耗分析方法，研究了IGBT模塊損耗及結(jié)溫計(jì)算模型；文獻(xiàn)［11］采用集總參數(shù)法，基于器件的瞬態(tài)熱阻抗參數(shù)，建立了RC熱網(wǎng)絡(luò)結(jié)溫計(jì)算模型，但上述結(jié)果只表征整個(gè)芯片表面的平均溫度，且忽略了芯片間的發(fā)熱影響，無法獲取對(duì)可靠性影響更為關(guān)鍵的芯片最高結(jié)溫。此外，文獻(xiàn)［12］提出一個(gè)實(shí)時(shí)結(jié)溫預(yù)測(cè)模型用以實(shí)現(xiàn)功率模塊的健康管理，文獻(xiàn)［13］采用熱網(wǎng)絡(luò)模型分析了不同的散熱方式對(duì)變流器IGBT模塊結(jié)溫的影響。然而上述文獻(xiàn)涉及的常規(guī)結(jié)溫計(jì)算模型及結(jié)溫分析大都基于功率模塊內(nèi)部芯片彼此獨(dú)立傳熱的假設(shè)，對(duì)于模塊內(nèi)部各個(gè)芯片間的熱耦合作用很少考慮。雖然文獻(xiàn)［14］分析了IGBT和續(xù)流二極管（FWD）之間的熱影響，但是在應(yīng)用日趨廣泛的多芯片并聯(lián)功率模塊中，多個(gè)芯片間的熱源相互作用不能忽略。文獻(xiàn)［15］通過疊加2個(gè)不同的等效熱網(wǎng)絡(luò)建立了功率模塊的集總參數(shù)熱分析模型，但是并未深入分析芯片間的熱耦合作用機(jī)理。

基于此，為了進(jìn)一步分析風(fēng)電變流器功率模塊內(nèi)部多芯片熱耦合作用及其對(duì)結(jié)溫的影響，本文從2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組變流器IGBT模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)和材料參數(shù)出發(fā)，利用有限元方法研究其多芯片的熱耦合作用機(jī)理和熱分布特性，分析其對(duì)結(jié)溫計(jì)算的影響；基于耦合熱阻抗矩陣?yán)碚摲治?，建立考慮多熱源耦合的IGBT模塊結(jié)溫評(píng)估改進(jìn)模型；與某H93-2MW雙饋風(fēng)電機(jī)組變流器功率模塊的有限元模型結(jié)果以及常規(guī)結(jié)溫計(jì)算模型結(jié)果進(jìn)行對(duì)比分析，驗(yàn)證其有效性。

1 風(fēng)電變流器IGBT模塊結(jié)構(gòu)及熱耦合分析

1.1 風(fēng)電變流器IGBT模塊結(jié)構(gòu)

隨著風(fēng)機(jī)單機(jī)容量的增大，風(fēng)力發(fā)電功率變流器承受的功率也在增大，其功率模塊通常采用多芯片并聯(lián)結(jié)構(gòu)［8］。圖1為某2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組變流器IGBT模塊及剖面圖，圖中DCB表示直接銅層連接。

圖1 雙饋風(fēng)電變流器IGBT模塊及其剖面圖Fig.1 Converter IGBT module for wind-power DFIG and its cross-section

多個(gè)IGBT芯片和FWD芯片組成該雙饋風(fēng)電變流器功率模塊。從圖1中可以看出，其由7層材料構(gòu)成。最上層為硅芯片，絕緣陶瓷層及銅層構(gòu)成DCB基板，并通過焊接層連接到底板上。底板周邊分別引出有集電極、柵極、發(fā)射極3個(gè)電極。另外，風(fēng)電變流器IGBT模塊內(nèi)部的多個(gè)硅芯片共用1個(gè)基板，各芯片發(fā)熱產(chǎn)生的熱量傳遞可能會(huì)相互影響。

1.2 基于有限元的IGBT模塊熱耦合分析及驗(yàn)證

為了分析該風(fēng)電變流器IGBT模塊內(nèi)部芯片間可能的熱耦合作用，本節(jié)利用ANSYS構(gòu)建其三維有限元模型，仿真分析其芯片在熱耦合作用下的結(jié)溫變化?？紤]到功率模塊結(jié)構(gòu)的對(duì)稱性，且每4組IGBT和FWD芯片組空間位置相對(duì)獨(dú)立，本文選取該功率模塊的1/4單元，IGBT芯片分別記為T1—T4，F(xiàn)WD芯片分別記為D1—D4。根據(jù)其在模塊內(nèi)部的具體位置，定義 T（D）1、T（D）4為邊緣位置芯片，T（D）2、T（D）3為非邊緣位置芯片，其內(nèi)部各個(gè)芯片之間的距離關(guān)系如圖2所示，功率模塊剖面圖中各層材料的參數(shù)如表1所示［16-17］。

假設(shè)各層材料結(jié)合完好，無相對(duì)滑移，忽略硅膠散熱［14］。根據(jù)上述功率模塊內(nèi)部芯片的尺寸及各層材料的參數(shù)特性，建立風(fēng)電變流器IGBT模塊的三維有限元模型如圖3（a）所示。由于鋁鍵合線對(duì)功率模塊溫度分布的影響很小，因此模型忽略其影響［7］。考慮風(fēng)電變流器功率模塊多芯片并聯(lián)同時(shí)工作，為了分析其芯片熱源間的相互作用，通過有限元模型，在T1—T4芯片上施加270 W功率損耗，環(huán)境溫度為50℃。此時(shí)IGBT模塊內(nèi)部各個(gè)芯片的結(jié)溫分布結(jié)果及其局部放大圖分別如圖3（b）、（c）所示。

圖2 風(fēng)電變流器IGBT模塊內(nèi)部芯片尺寸Fig.2 Layout of converter IGBT module for wind-power DFIG

表1 IGBT模塊FZ1600R17HP4的材料參數(shù)Table 1 Material parameters of IGBT module FZ1600R17HP4

圖3 IGBT模塊三維有限元模型及其結(jié)溫分布Fig.3 3D finite element model and junction temperature distribution of IGBT module

由圖3（b）和（c）可知，當(dāng)給并聯(lián) IGBT 芯片施加相同損耗時(shí)，由于并聯(lián)芯片熱源相互耦合，不同芯片的結(jié)溫分布不一致，其中處于非邊緣位置的芯片T2結(jié)溫最高，約103℃。

為了驗(yàn)證風(fēng)電變流器功率模塊有限元分析的有效性，本文以某實(shí)際H93-2MW雙饋風(fēng)電機(jī)組為例，首先將機(jī)側(cè)變流器功率模塊的損耗輸出作為有限元仿真模型的激勵(lì)輸入，并設(shè)置和實(shí)測(cè)殼溫相同的環(huán)境溫度及散熱條件，得到其殼溫仿真值。然后與該實(shí)際H93-2MW雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率模塊芯片正下方底板位置的殼溫測(cè)試結(jié)果進(jìn)行對(duì)比驗(yàn)證，圖4為不同風(fēng)速下的對(duì)比結(jié)果。圖中，Ic為變流器殼溫，v為60s平均風(fēng)速。

從圖4可以看出，變流器功率模塊的殼溫隨著風(fēng)速的上升而不斷增加，并在風(fēng)速達(dá)到12 m/s的額定值后趨于穩(wěn)定。在不同的風(fēng)速下，采用變流器功率模塊有限元模型的殼溫計(jì)算結(jié)果與測(cè)試結(jié)果基本一致，說明了本文仿真模型的有效性。其中，變流器功率模塊實(shí)測(cè)殼溫略高于仿真殼溫這可能是由實(shí)際風(fēng)電機(jī)組運(yùn)行中器件老化因素導(dǎo)致的。

芯片的結(jié)溫對(duì)于器件的選型、散熱器的設(shè)計(jì)以及變流器功率模塊的狀態(tài)監(jiān)測(cè)至關(guān)重要，因此，考慮到有限元方法在結(jié)溫評(píng)估中的局限性［7］，有必要進(jìn)一步計(jì)及芯片間的熱耦合因素，建立更為有效的功率模塊結(jié)溫評(píng)估模型。

圖4 不同風(fēng)速下H93-2MW雙饋風(fēng)電機(jī)組機(jī)側(cè)變流器功率模塊殼溫實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果Fig.4 Measured and simulative case temperatures of power module for generator-side converter of H93-2MW DFIG in different wind speeds

2 考慮多熱源耦合的熱網(wǎng)絡(luò)模型及結(jié)溫計(jì)算

2.1 未考慮熱耦合的常規(guī)熱網(wǎng)絡(luò)模型及結(jié)溫計(jì)算

為了實(shí)時(shí)在線計(jì)算IGBT模塊結(jié)溫，采用集總參數(shù)方法的熱網(wǎng)絡(luò)以及基于熱網(wǎng)絡(luò)分析的結(jié)溫計(jì)算方法已被廣泛采用［11］。為便于比較考慮多芯片熱源耦合的熱網(wǎng)絡(luò)及結(jié)溫計(jì)算模型，本節(jié)首先簡述基于硅芯片發(fā)熱和單獨(dú)傳熱的熱網(wǎng)絡(luò)及其常規(guī)結(jié)溫計(jì)算方法，然后基于耦合熱阻抗矩陣?yán)碚摲治鼋⒖紤]多熱源耦合影響的改進(jìn)結(jié)溫計(jì)算模型。

針對(duì)變流器IGBT模塊層狀結(jié)構(gòu)，基于芯片獨(dú)立發(fā)熱和傳熱的常規(guī)熱網(wǎng)絡(luò)模型見圖5［6，18］。 圖中，Ploss_1為芯片 1 的功率損耗，Tj1為芯片 1 的結(jié)溫，Zth（1，1）為芯片1的結(jié)殼熱阻抗，也可表示為Zth_jc1，Zth_ch1為芯片1對(duì)應(yīng)的管殼-散熱器之間的導(dǎo)熱脂熱阻抗，其余依此類推；Zth_ha為IGBT模塊的散熱器熱阻抗；Tc為殼溫；Th為散熱器溫度；Ta為環(huán)境溫度。

根據(jù)圖5所示熱網(wǎng)絡(luò)模型，功率模塊中某個(gè)芯片k的結(jié)溫計(jì)算式為：

其中，芯片 k 的結(jié)殼熱阻抗可表示為式（2）［11］。

其中，τki、Rki、Cki分別為芯片 k 的熱時(shí)間常數(shù)、熱阻和熱容。

從圖5及式（1）可知，目前常規(guī)熱網(wǎng)絡(luò)模型沒有涉及多芯片間的熱耦合影響，下節(jié)將推導(dǎo)含多熱源耦合影響的功率模塊結(jié)溫計(jì)算模型。

圖5 未考慮熱耦合的IGBT模塊常規(guī)熱網(wǎng)絡(luò)模型Fig.5 Traditional thermal network model of IGBT module without considering thermal coupling

2.2 考慮熱耦合影響的多芯片熱網(wǎng)絡(luò)模型及結(jié)溫計(jì)算

模塊內(nèi)各芯片間的熱耦合主要受圖1（b）功率模塊層狀結(jié)構(gòu)中導(dǎo)熱系數(shù)更大的硅芯片焊層、DBC中的銅層以及銅底板的影響［14］，多芯片并聯(lián)模塊的芯片結(jié)溫計(jì)算若采用不考慮熱耦合的常規(guī)結(jié)溫計(jì)算模型，結(jié)果將出現(xiàn)較大評(píng)估誤差。為了計(jì)及芯片間熱耦合對(duì)結(jié)溫計(jì)算的影響，本文引入等效耦合熱阻抗概念，其表征周邊某芯片施加單位功率損耗時(shí)目標(biāo)芯片穩(wěn)態(tài)最高結(jié)溫的增量，計(jì)算公式如下：

在芯片m上施加功率損耗激勵(lì)Pm時(shí)，芯片n的穩(wěn)態(tài)最高結(jié)溫從未施加損耗時(shí)的Ta升至Tjn。

對(duì)于多個(gè)芯片熱源的耦合影響，可得其等效耦合熱阻抗矩陣Zcouple為：

其中，Zth（1，2）表示芯片 2 對(duì)芯片 1 的耦合熱阻抗，其余依此類推。器件的自熱阻抗Zself可表示為：

其器件自阻抗矩陣的參數(shù)通過有限元仿真獲取。因此，結(jié)合器件自熱阻抗Zself，考慮多芯片熱耦合的功率模塊結(jié)溫計(jì)算可表示為：

其中，Tj、Tc以及 Ploss皆為 n×1矩陣。 結(jié)合上述公式，進(jìn)一步建立考慮熱源耦合影響的多芯片功率模塊的改進(jìn)熱網(wǎng)絡(luò)模型如圖6所示。

圖6 考慮熱耦合影響的IGBT模塊改進(jìn)熱網(wǎng)絡(luò)模型Fig.6 Improved thermal network model of IGBT module considering thermal couple effects

從圖6中可知，相比于未考慮熱耦合的常規(guī)熱網(wǎng)絡(luò)模型，本文提出的改進(jìn)熱網(wǎng)絡(luò)模型考慮了目標(biāo)芯片周邊各個(gè)芯片熱源對(duì)其熱耦合影響，同時(shí)模型熱阻抗參數(shù)采用有限元方法獲取，其結(jié)溫探測(cè)點(diǎn)可靈活控制，可實(shí)現(xiàn)多芯片并聯(lián)功率模塊內(nèi)部芯片結(jié)溫更為有效的評(píng)估。

3 耦合熱阻抗參數(shù)提取

為了進(jìn)一步得到結(jié)溫計(jì)算改進(jìn)熱網(wǎng)絡(luò)模型中的自熱阻抗及耦合熱阻抗參數(shù)，采用有限元法分析其功率芯片間的損耗和結(jié)溫關(guān)系［7，14］。即通過在某芯片上施加一單位脈沖損耗P，監(jiān)測(cè)該芯片及周邊芯片的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫最大值，具體流程如圖7所示。

圖7 功率模塊熱阻抗參數(shù)提取流程Fig.7 Flowchart of thermal impedance extraction for power module

根據(jù)式（2），經(jīng)擬合計(jì)算可得IGBT模塊的結(jié)殼熱阻抗參數(shù)如表2所示。表中，RIGBT和τIGBT分別為IGBT的熱阻、熱容值；RFWD和τFWD分別為FWD的熱阻、熱容值。

表2中每列的數(shù)據(jù)分別表示IGBT和FWD的4組Foster熱網(wǎng)絡(luò)參數(shù)。此外，根據(jù)式（3），經(jīng)擬合計(jì)算可得IGBT模塊耦合熱阻Rcouple（℃/W）和熱容Ccouple（J/℃）如表3所示?？紤]其芯片布局的對(duì)稱性，表中只列出了4個(gè)芯片間的耦合熱阻抗。

表2 IGBT模塊的結(jié)殼熱阻抗參數(shù)Table 2 Parameters of junction-case thermal impedance for IGBT module

表3 IGBT模塊的耦合熱阻抗參數(shù)Table 3 Parameters of thermal coupling impedance for IGBT module

表3中，T1行的數(shù)值分別為芯片 T2、D1、D2對(duì)芯片T1的耦合熱阻抗，即式（4）所示耦合阻抗矩陣的第1行，其余行依此類推。從表中的結(jié)果可以看出，任意2個(gè)不同的芯片，其相互之間的耦合熱阻抗基本相同。此外，當(dāng)芯片尺寸不變時(shí)，隨著芯片的距離增加，其耦合熱阻減小。圖8給出了以芯片T1為例，在不同的芯片T1、T2間距下，其耦合熱阻的變化曲線。

圖8 耦合熱阻和芯片距離的關(guān)系曲線Fig.8 Curve of thermal coupling impedance vs.interval between chips

從圖中可知，隨著芯片距離的增加，其芯片間的耦合熱阻近似按指數(shù)規(guī)律遞減［18］，且當(dāng)距離大于10mm時(shí)，其耦合熱阻接近0，可忽略其芯片熱源耦合因素的影響。對(duì)于圖1中整個(gè)功率模塊，由于每4組IGBT/FWD之間的間隔大于10 mm，所以本文基于其中1/4模塊單元對(duì)功率模塊芯片熱耦合影響及其芯片結(jié)溫進(jìn)行研究。因此，在第4節(jié)模型驗(yàn)證的研究中，當(dāng)計(jì)算芯片T1的結(jié)溫時(shí)，僅考慮周邊芯片D1、D2和T2的熱耦合影響；當(dāng)計(jì)算芯片T2的結(jié)溫時(shí)，考慮芯片 D1、D2、D3及 T1、T3對(duì)其熱耦合影響。

4 實(shí)例驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證考慮多芯片熱源耦合影響的變流器功率模塊結(jié)溫計(jì)算改進(jìn)模型的有效性，本文將風(fēng)速為8 m/s對(duì)應(yīng)的器件損耗作為有限元仿真模型的激勵(lì)輸入，利用瞬態(tài)分析求解出其功率模塊結(jié)溫波動(dòng)曲線；并搭建基于PLECS的DFIG動(dòng)態(tài)模型。

2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組及變流器主要參數(shù)：額定電壓UN為690 V；直流側(cè)電壓Udc為950 V；額定頻率fN為 50 Hz；同步轉(zhuǎn)速 nn為 1500r/min；定子電阻 Rs為 0.022 Ω；轉(zhuǎn)子電阻 Rr為 0.0018 Ω；定子漏感 Lsl為0.012 mH；轉(zhuǎn)子漏感Lrl為0.05 mH；定、轉(zhuǎn)子互感Lm為 2.9 mH；轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)慣量Jg為75 kg·m2；變流器功率模塊管殼至散熱器熱阻抗Zch中Rch為18℃/kW，Cch為7.6J/℃； 散熱器熱阻抗Zha中Rha為80℃/kW，Cha為1320.8 J/℃；環(huán)境溫度Ta為50℃。在PLECS中采用上述提出的改進(jìn)熱網(wǎng)絡(luò)模型，分別計(jì)算了相同損耗下處于邊緣位置的芯片T1和非邊緣位置的芯片T2的結(jié)溫，如圖9所示，圖中還列出了未考慮芯片間熱耦合影響的常規(guī)模型的計(jì)算結(jié)果。

圖9 不同位置的芯片結(jié)溫比較Fig.9 Comparison of junction temperature between chips at different locations

從圖中不同位置芯片結(jié)溫的計(jì)算結(jié)果對(duì)比可知，本文提出的考慮多熱源耦合影響的IGBT模塊結(jié)溫計(jì)算改進(jìn)模型的結(jié)果和有限元計(jì)算結(jié)果基本一致，較好地反映了芯片的結(jié)溫大小。而常規(guī)模型由于忽略了多芯片間的熱耦合影響，結(jié)溫計(jì)算的平均值和最大值明顯更小，進(jìn)一步驗(yàn)證了IGBT模塊結(jié)溫計(jì)算改進(jìn)模型的有效性和必要性。此外，對(duì)比圖9（a）和9（b）可知，處于功率模塊非邊緣位置的芯片T2的結(jié)溫誤差更大，接近8℃，相比處于邊緣位置的芯片T1，受熱耦合的影響更明顯，且多芯片熱耦合僅影響其結(jié)溫大小，對(duì)結(jié)溫波動(dòng)幅值和頻率幾乎不影響。

5 結(jié)論

本文從實(shí)際2 MW雙饋風(fēng)電機(jī)組變流器功率模塊的結(jié)構(gòu)和材料參數(shù)出發(fā)，通過有限元方法分析了IGBT模塊內(nèi)部多芯片間的穩(wěn)態(tài)耦合熱分布，基于集總參數(shù)法建立考慮芯片間熱耦合影響的變流器IGBT模塊結(jié)溫計(jì)算改進(jìn)模型。通過ANSYS/MATLAB獲取其耦合熱阻抗參數(shù)，并與變流器實(shí)測(cè)殼溫、有限元模型以及未考慮多熱源耦合的常規(guī)結(jié)溫計(jì)算模型的結(jié)果進(jìn)行對(duì)比分析，得出的主要結(jié)論如下。

a.風(fēng)電變流器多芯片并聯(lián)IGBT模塊內(nèi)部芯片熱源之間相互耦合，影響芯片結(jié)溫的準(zhǔn)確評(píng)估。在計(jì)算其內(nèi)部結(jié)溫時(shí)，與邊緣位置芯片相比，更需要考慮處于非邊緣位置的硅芯片受熱源耦合的影響。

b.功率模塊內(nèi)部芯片間耦合熱阻抗參數(shù)的研究表明，芯片間的熱耦合影響與芯片的間距有關(guān)，且隨著芯片間距的增大而減小。當(dāng)芯片間距大于10 mm時(shí)，可忽略其熱耦合因素的影響。

c.與變流器實(shí)測(cè)殼溫及有限元結(jié)果的比較表明，多芯片并聯(lián)工作模式下，現(xiàn)有常規(guī)熱網(wǎng)絡(luò)模型得到的結(jié)溫結(jié)果偏小，而本文提出的基于耦合熱阻抗矩陣的改進(jìn)熱網(wǎng)絡(luò)結(jié)溫計(jì)算模型能很好地反映多芯片熱源的影響，實(shí)現(xiàn)更有效的芯片結(jié)溫評(píng)估。

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