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    基于電流紋波率反激式變壓器導(dǎo)通模式的分析*

    2016-03-22 06:55:47周有平陳國(guó)杰佛山科學(xué)技術(shù)學(xué)院理學(xué)院廣東佛山528000
    電子器件 2016年1期
    關(guān)鍵詞:分析

    周有平,陳國(guó)杰,李 斌(佛山科學(xué)技術(shù)學(xué)院理學(xué)院,廣東佛山528000)

    ?

    基于電流紋波率反激式變壓器導(dǎo)通模式的分析*

    周有平,陳國(guó)杰*,李斌
    (佛山科學(xué)技術(shù)學(xué)院理學(xué)院,廣東佛山528000)

    摘要:提出了利用電流紋波率設(shè)計(jì)反激式變壓器和判別其導(dǎo)通模式的方法,用該方法導(dǎo)出了反激式變壓器從CCM進(jìn)入DCM模式的數(shù)學(xué)式,用MATLAB計(jì)算并分析了輸入電壓、負(fù)載電流及反射電壓對(duì)導(dǎo)通模式的影響。計(jì)算表明,最小電流紋波率或反射電壓取值越大,反激變壓器在輸入電壓增大或負(fù)載電流減小時(shí)越容易進(jìn)入DCM模式。設(shè)計(jì)了一款24 V 1.5 A反激式開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源,測(cè)量了變壓器的電流波形。實(shí)驗(yàn)表明,測(cè)量結(jié)果與推導(dǎo)的數(shù)學(xué)式相符,用電流紋波率設(shè)計(jì)反激式變壓器比傳統(tǒng)的波形系數(shù)更直觀和便于測(cè)量。

    關(guān)鍵詞:反激式變壓器;電流紋波率;導(dǎo)通模式;分析

    項(xiàng)目來(lái)源:國(guó)家自然科學(xué)基金(61178030)

    反激式變壓器以其電路簡(jiǎn)單、成本低等優(yōu)點(diǎn),廣泛應(yīng)用于150W以下的開(kāi)關(guān)電源中[1-5]。根據(jù)電流是否連續(xù),反激變壓器分為連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)、斷續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)和臨界導(dǎo)通模式(BCM)3種[6]。其中CCM模式的峰值電流比DCM模式小、開(kāi)關(guān)管損耗小、效率高,故大功率反激式變壓器多采用CCM模式,盡量避免進(jìn)入DCM模式。但是,寬輸入電壓CCM模式反激式變壓器的設(shè)計(jì)較困難,因?yàn)樗跐M載和低輸入電壓時(shí)工作于CCM模式,在輕載和高輸入電壓時(shí)又會(huì)工作于DCM模式[6];并且,至今未見(jiàn)文獻(xiàn)給出輸入電壓和負(fù)載使反激式變壓器從CCM模式進(jìn)入DCM模式的數(shù)學(xué)式。此外,反激式變壓器通常采用電流波形系數(shù)來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)和分析,即定義波形系數(shù)KRP=變壓器初級(jí)紋波電流/初級(jí)峰值電流,以表征反激變壓器是工作于連續(xù)模式(KRP<1)還是工作于非連續(xù)模式(KRP>1),以及用KRP來(lái)設(shè)計(jì)反激變壓器[4-7]。由于變壓器的初級(jí)峰值電流沒(méi)有初級(jí)平均電流容易測(cè)準(zhǔn),故通過(guò)KRP用初級(jí)平均電流換算得到[4-7],這顯然沒(méi)有DC-DC變換器用電流紋波率(定義為變壓器初級(jí)紋波電流/初級(jí)平均電流[8])來(lái)設(shè)計(jì)電感那樣直觀和易于測(cè)量。本文闡述反激式變壓器的電流紋波率,利用電流紋波率導(dǎo)出反激式變壓器從CCM模式進(jìn)入DCM模式的數(shù)學(xué)式,用MATLAB計(jì)算并分析輸入電壓、負(fù)載電流和反射電壓對(duì)反激式變壓器導(dǎo)通模式的影響。用低功耗、高性價(jià)比的PWM控制芯片OB2263設(shè)計(jì)一款24 V、1.5 A反激式開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源,測(cè)量不同條件下反激變壓器的電流波形,并與推導(dǎo)的數(shù)學(xué)式進(jìn)行比較。

    1 反激式變壓器的電流紋波率

    設(shè)反激變壓器工作于CCM模式,輸入直流電壓為Vin,反射電壓為VOR,開(kāi)關(guān)頻率為f,周期為T(mén),開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為ton,變壓器初級(jí)繞組電感為L(zhǎng),則占空比為[8]

    D通常小于0.5。這一方面是因?yàn)镈較小時(shí),VOR較小,開(kāi)關(guān)管應(yīng)力小,成本低,另一方面變壓器匝比較小,漏感較小。圖1(a)、1(b)是反激式變壓器CCM模式的初級(jí)和次級(jí)繞組的電流波形。圖1(c)是將次級(jí)電流等效到初級(jí)后合成的電流波形[8],類似于Buck-Boost變換器的連續(xù)電流波形,因此可采用Buck-Boost變換器的電流紋波率來(lái)設(shè)計(jì)反激式變壓器和判別其導(dǎo)通模式。

    圖1 反激變壓器電流波形

    反激式變壓器的紋波電流為

    設(shè)反激式變換器的輸出功率為Po,效率為η,則輸入平均直流電流為

    變壓器初級(jí)繞組電流波形的斜坡中心電流為

    將式(2)除以式(4),并將式(1)代入,得初級(jí)繞組電流的紋波率為

    式(4)表明,Vin、Io和VOR取值對(duì)r有較大影響,其變化可使變壓器從CCM模式進(jìn)入DCM模式。與Buck-Boost變換器一樣,反激式變壓器在CCM模式0

    在最大負(fù)載功率Pomax給定后,對(duì)于輸入電壓在Vinmin~Vinmax寬范圍內(nèi)變化的反激式變壓器,由式(4)知,當(dāng)Vin=Vinmin時(shí),電感電流最大,故稱Vinmin為最惡劣輸入電壓。通常,在Vin=Vinmin條件下設(shè)計(jì)變壓器的初級(jí)電感,此時(shí)r為最小值rmin,D為最大值DMAX。由式(1)和式(3)得

    對(duì)于PWM穩(wěn)壓的反激式變換器,Vo不變,則Pomax=Vo×Iomax。設(shè)變換效率η不變,則式(5)除以式(7)得

    依據(jù)式(8),可分析反激式變壓器的Vin、Io和VOR對(duì)反激變壓器導(dǎo)通模式的影響。

    2 Vin、Io、VOR和rmin對(duì)反激變壓器導(dǎo)通模式影響的分析

    對(duì)于交流輸入電壓為85 V~265 V的變換器,通常取Vin min=100 V,Vin max=375 V。變壓器初始工作于CCM模式。

    2.1當(dāng)Io=Io max時(shí),Vin、VOR和rmin對(duì)導(dǎo)通模式的影響

    設(shè)Vinmin=100 V、對(duì)應(yīng)的rmin=0.4(CCM模式時(shí)r最佳值[8]),則根據(jù)式(8)用MATLAB計(jì)算并繪出VOR= 80 V、150 V和310 V時(shí)r隨Vin的變化曲線,如圖2曲線a、b、c所示。由圖可見(jiàn),r隨Vin增大而增大;VOR越大,r增加得越快,變壓器越容易進(jìn)入DCM模式。

    考察極端情況,rmin=0.4不變,設(shè)Vin=Vinmax=375 V時(shí)變壓器進(jìn)入BCM模式,此時(shí)r=2,則由式(8)得VOR=306 V。這表明,只要VOR<306 V,不論Vin在100 V~375 V范圍內(nèi)如何變化,變壓器一直工作于CCM模式。在實(shí)際設(shè)計(jì)中,VOR一般小于150 V,所以在滿負(fù)載條件下,Vin變化不會(huì)改變?cè)撟儔浩鞯腃CM模式。作為例子,取極端值VOR=310 V,則r=2對(duì)應(yīng)的Vin=371.8 V(圖2曲線c的Q點(diǎn)),相當(dāng)于交流輸入電壓263 V,已遠(yuǎn)大于220 V交流輸入電壓,故滿負(fù)載時(shí)該變壓器在寬輸入電壓范圍工作于CCM模式。

    圖2 r隨Vin變化的計(jì)算曲線

    作為比較,設(shè)Vinmin=100 V、對(duì)應(yīng)的rmin=1(CCM模式),由式(8)繪出VOR=80 V時(shí)r隨Vin的變化曲線,如圖2曲線d所示。此時(shí)r=2對(duì)應(yīng)的Vin=293.5 V(圖2曲線d的P點(diǎn)),比rmin=0.4的Q點(diǎn)Vin低78.3 V,表明rmin越大,變壓器在Vin增大時(shí)越容易進(jìn)入DCM模式。

    2.2當(dāng)Vin不變時(shí),Io和rmin對(duì)導(dǎo)通模式的影響

    設(shè)VOR=80 V、rmin=0.4,則根據(jù)式(8)用MATLAB繪出Vin=100 V或375 V時(shí)r隨Io的變化曲線,如圖3所示。由圖可見(jiàn),r隨Io的減小而增大;Vin越大,r就越大,越容易進(jìn)入DCM模式。

    考察最小輸入電壓即Vin=Vinmin=100 V情況,設(shè)Io減少到IOBCM時(shí)進(jìn)入BCM模式,此時(shí)r=2,由式(8)得Io=IOBCM=0.2Iomax(圖3曲線a的A點(diǎn))。這表明,當(dāng)Vin=100 V時(shí),只要Io大于0.2Iomax,變壓器就可一直工作于CCM模式;此時(shí)CCM模式的負(fù)載電流變化率DIo/Iomax=(Iomax-0.2Iomax)/Iomax=80%??疾熳畲筝斎腚妷杭碫in=Vinmax=375 V情況,將r=2代入式(8)得IOBCM=0.44Iomax(圖3曲線b的B點(diǎn))。這說(shuō)明,當(dāng)Vin= 375 V時(shí),只要Io大于0.44Iomax,變壓器就可一直工作于CCM模式;此時(shí)CCM模式的負(fù)載電流變化率DIo/Iomax=(Iomax-0.44Iomax)/Iomax=56%,比前面Vin=100 V時(shí)負(fù)載電流的變化率小24%。這是因?yàn)?,由式?)知,在VOR不變條件下,Vin就越大,占空比D就越小,變換器通過(guò)調(diào)節(jié)D來(lái)進(jìn)行PWM穩(wěn)壓時(shí)允許Io變化的范圍就越小。作為比較,設(shè)Vinmin=100 V、對(duì)應(yīng)的rmin=1,由式(8)繪出的r隨Io變化曲線如圖3曲線c所示。此時(shí)r=2對(duì)應(yīng)的Io=IOBCM=0.5Iomax(圖3曲線c 的C點(diǎn)),比rmin=0.4的A點(diǎn)Io=0.2Iomax高0.3Iomax,表明rmin越大,變壓器在Io減小時(shí)越容易進(jìn)入DCM模式。

    圖3 r隨Io變化的計(jì)算曲線

    3 實(shí)驗(yàn)與討論

    采用低功耗、高性價(jià)比的PWM控制芯OB2263設(shè)計(jì)一款24 V、1.5 A反激式穩(wěn)壓電源,設(shè)計(jì)參數(shù)為:直流輸入電壓Vinmin=100 V,Vinmax=375 V,開(kāi)關(guān)頻率f=60 kHz,Pomax=Vo×Iomax=24 V′1.5 A=36 W,η= 85%,rmin=1、VOR=80 V。將rmin、VOR代入式(7),算得反激變壓器的初級(jí)電感L=0.75 mH。變壓器磁芯選EE2825,Ae=86 mm2,取ΔB=0.25 T,材質(zhì)為PC40,初級(jí)NP=52匝,次級(jí)NS=16匝,匝比n=NP/NS=3.25。電路如圖4所示,圖中給出了元件的實(shí)際參數(shù)。

    圖4 實(shí)驗(yàn)用24 V、1.5 A反激式穩(wěn)壓電源電路圖

    用圖4電源進(jìn)行實(shí)驗(yàn),負(fù)載RL采用0~40 W可調(diào)150 W無(wú)感繞線電阻,用交流調(diào)壓器調(diào)節(jié)輸入電壓,用數(shù)字萬(wàn)用表UT58E測(cè)量Vin及Vo、Io,用泰克TDS1002C-EDU 60 MHz示波器先測(cè)量R5的電壓波形,再除以0.45 W即乘以2.22得到初級(jí)電流波形;在次級(jí)繞組中串接1∶100電流互感器,電流互感器接50 W電阻,先測(cè)該電阻的電壓波形,再乘以100除以50 W即乘以2得到次級(jí)電流波形。當(dāng)Vin=Vinmin=100 V,調(diào)節(jié)RL使Io=1.50 A時(shí),測(cè)得Vo=24.01 V,變壓器初級(jí)和次級(jí)繞組的電流波形如圖5(a)、5(b)所示。由圖可見(jiàn),開(kāi)關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí),變壓器初級(jí)電流線性增大到峰值,次級(jí)電流為零,磁芯儲(chǔ)存能量;開(kāi)關(guān)管Q截止時(shí),初級(jí)電流為零,次級(jí)電流從峰值線性減少,磁芯釋放能量。電流波形的前、后沿均有尖峰和振鈴,這是在開(kāi)關(guān)管Q導(dǎo)通或截止瞬間變壓器漏感所致。次級(jí)電流為梯形波且最小電流大于零,說(shuō)明變壓器工作于CCM模式。實(shí)驗(yàn)測(cè)得,T=16.2 ms,f=1/T=61.7 kHz,r= DI/IL=1,與電源的設(shè)計(jì)值吻合。測(cè)得D=ton/T=7.1/ 16.2?0.44,將Vin=100 V、VOR=80 V代入式(1)算得D? 0.44,D測(cè)量值與理論值在誤差范圍內(nèi)吻合良好。這說(shuō)明,測(cè)量數(shù)據(jù)較準(zhǔn)確。由于變壓器的初級(jí)平均電流比峰值電流容易測(cè)準(zhǔn),且可通過(guò)不涉及紋波系數(shù)的簡(jiǎn)單關(guān)系式(4)與反激式變換器的輸入平均直流電流之間建立聯(lián)系而進(jìn)行理論比較,故利用電流紋波率來(lái)設(shè)計(jì)反激變壓器和判別其導(dǎo)通模式的方法比傳統(tǒng)的波形系數(shù)更直觀、便于測(cè)量。

    圖5 反激變壓器電流波形

    保持負(fù)載RL不變,當(dāng)Vin逐漸增大時(shí),觀察到變壓器的初級(jí)和次級(jí)電流波形的占空比變小,紋波率逐漸變大。當(dāng)Vin=270.6 V時(shí),次級(jí)電流波形在開(kāi)關(guān)管截止期結(jié)束時(shí)剛好回到零,如圖5(c)、5(d)所示,測(cè)得r=DI/IL=2,表明變壓器此時(shí)工作于BCM模式。將Vinmin=100 V、VOR=80 V、Io=Iomax=1.50A、rmin=1、r=2代入式(8),算得r=2對(duì)應(yīng)的Vin=293.8 V,如圖2曲線D的P點(diǎn),與實(shí)驗(yàn)測(cè)得的Vin=270.6 V相差7.9%,兩者較一致;這偏差主要來(lái)自BCM模式電流波形的觀測(cè)誤差。測(cè)得D=ton/T=3.9/16.2?0.24,將Vin=270.6 V、VOR=80 V代入式(1)算得D?0.23,D測(cè)量值與理論值基本相等。同時(shí),測(cè)得Vo=24.02 V,Io=1.51 A,表明所設(shè)計(jì)的反激式開(kāi)關(guān)電源的輸入特性良好。保持Vin= Vinmin=100 V不變,減小RL使Io逐漸減小時(shí),觀測(cè)到變壓器初級(jí)和次級(jí)的電流波形的峰值下降,紋波率逐漸變大,占空比不變,這是因?yàn)閂in和VOR沒(méi)變,由式(1)知D不變。當(dāng)Io=0.71 A時(shí),次級(jí)電流波形在開(kāi)關(guān)管截止結(jié)束時(shí)剛好回到零,如圖5(e)、5(f)所示,表明此時(shí)變壓器工作于BCM模式。將Vin=Vinmin、rmin=1、r=2代入式(8),得r=2對(duì)應(yīng)的Io=Iomax/2=0.75 A(圖2曲線c的C點(diǎn)),與實(shí)驗(yàn)測(cè)得的Io=0.71 A相差5.3%,吻合良好。同時(shí),測(cè)得Vo=24.02 V,表明所設(shè)計(jì)的反激式開(kāi)關(guān)電源的穩(wěn)壓性能優(yōu)良。

    4 結(jié)論

    本文將反激式變壓器等效為Buck-Boost變換器,提出了利用電流紋波率設(shè)計(jì)反激式變壓器和判別其導(dǎo)通模式的方法,用該方法導(dǎo)出了輸入電壓、負(fù)載電流和反射電壓使反激式變壓器從CCM模式進(jìn)入DCM模式的數(shù)學(xué)式。MATLAB計(jì)算表明,rmin或VOR越大,反激變壓器在Vin增大或Io減小時(shí)越容易進(jìn)入DCM模式;在滿負(fù)載及rmin=0.4條件下,只要VOR<300 V,不論Vin在100 V~375 V范圍內(nèi)如何變化,反激變壓器可一直工作于CCM模式。用PWM控制芯片OB2263設(shè)計(jì)了一款24 V、1.5 A反激式開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源,測(cè)量了不同條件下反激變壓器的電流波形。實(shí)驗(yàn)表明,測(cè)量結(jié)果與推導(dǎo)的數(shù)學(xué)式相符,用電流紋波率來(lái)設(shè)計(jì)反激變壓器和判別其導(dǎo)通模式比傳統(tǒng)的波形系數(shù)更直觀和便于測(cè)量,適用于所有反激變壓器電感的設(shè)計(jì)和導(dǎo)通模式的判別。

    參考文獻(xiàn):

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    周有平(1972-),男,廣東中山,實(shí)驗(yàn)師,本科,主要從事光電子及LED技術(shù)實(shí)驗(yàn)教學(xué)及研究,zypfs@21cn.com;

    陳國(guó)杰(1965-),男,湖南祁東,教授,博士,本文通信作者,主要從事光電子及LED技術(shù)研究,chengj126@126.com。

    Design of a High Precision Thermal-Shutdown Circuit*

    TAN Yulin,F(xiàn)ENG Quanyuan*
    (Institute of Microelectronics,Southwest Jiaotong University,Chengdu 611756,China)

    Abstract:Based on UMC 0.25 μm BCD technology,a high precision thermal-shutdown circuit is proposed. The temperature detection is achieved by using the negative temperature characteristic of transistor’s base-emitter volt?age of bandgap reference. The hysteresis temperature is produced by adjusting the ratio of resistance to avoid the phenomenon of thermal oscillation. By simulation and verification with HSPICE,the thermal-shutdown output re?verses to shut down the chip when the temperature reaches 130℃,and return to normal working when the tempera?ture drops to 99℃. The amount of hysteresis temperature is 31℃. The thermal shutdown threshold and hysteresis temperature have a maximum drift error of only 0.24℃when supply voltage changes.

    Key words:thermal-shutdown;BCD;hysteresis;thermal oscillation

    doi:EEACC:7320R;720010.3969/j.issn.1005-9490.2016.01.018

    收稿日期:2015-04-03修改日期:2015-05-09

    中圖分類號(hào):TM46

    文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

    文章編號(hào):1005-9490(2016)01-0081-05

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    出版與印刷(2016年3期)2016-02-02 01:20:11
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