體外除顫器放電能量精確控制方法研究

【作 者】宋彪，王建飛，金煉，鄔小玫

復(fù)旦大學(xué)電子工程系，上海市，200433

體外除顫器放電能量精確控制方法研究

【作 者】宋彪，王建飛，金煉，鄔小玫

復(fù)旦大學(xué)電子工程系，上海市，200433

該文提出了一種除顫器放電能量精確控制方法。從基于經(jīng)胸阻抗的儲能電容充電目標(biāo)電壓計算，以及充電電壓、放電脈沖寬度的精確控制方面分別進(jìn)行電路設(shè)計與編程。實際測試結(jié)果顯示該方法有效，適用于各類體外除顫器。

除顫器；放電能量；精確控制

0 引言

心臟猝死(Sudden Cardiac Death, SCD)是心血管疾病的主要死亡原因，占心血管病死亡總數(shù)的50%以上[1]。心室纖顫（簡稱室顫）是造成SCD的主要原因。室顫是心臟電活動極度混亂的表現(xiàn)，一般很難自行終止[2]。動物實驗和臨床研究都已證明，電擊是目前臨床可以終止室顫的唯一有效方法[3]。

電擊除顫是由除顫器釋放高壓、大電流的電脈沖實現(xiàn)的，放電能量的大小是決定除顫成敗的關(guān)鍵因素[4]。臨床上的電擊除顫均需要很高的放電能量(體外200～360 J，體內(nèi)最高可達(dá)30 J)，但高能量的電擊不僅會造成電極貼靠部位皮膚的灼傷和水腫，更會損傷患者的心肌[5]。然而，能量過低又無法達(dá)到除顫閾值而導(dǎo)致除顫失敗。因此，除顫放電能量的精確控制對于提高除顫成功率、減少對人體的損傷具有重要的意義。

除顫器的基本工作原理是通過充電電路，將儲能電容充電至目標(biāo)電壓；之后通過控制H型放電橋路使電流瞬間流過人體，實現(xiàn)除顫[6-7]。可見，對放電能量的精確控制可以轉(zhuǎn)化為對儲能電容充電電壓以及放電過程的精確控制。本文以本實驗室研制的雙相指數(shù)截尾波體外除顫器為基礎(chǔ)[4,8-9]，針對目前體外除顫器放電能量精確控制方面存在的問題進(jìn)行了改進(jìn)設(shè)計，實際測試結(jié)果表明，放電能量誤差不超過±7.5%。

1 方法

電擊除顫向人體釋放的高壓、大電流電脈沖的能量由儲能電容提供，放電能量大小由儲能電容初始電壓、經(jīng)胸阻抗、儲能電容容值、放電時間決定。上述各參數(shù)的關(guān)系如式（1）所示。其中E為放電能量，C為儲能電容容值，U0為電容初始電壓，R為經(jīng)胸阻抗，t1為放電脈沖寬度。

由公式(1)可見，當(dāng)儲能電容的容值C一定時，放電能量取決于儲能電容的初始電壓、經(jīng)胸阻抗和放電脈沖寬度，為了實現(xiàn)對放電能量的精確控制，必須實現(xiàn)對這些參數(shù)的精確測量或控制。

除顫器通常根據(jù)設(shè)定的放電能量E和放電脈沖寬度t1計算儲能電容充電目標(biāo)電壓（即初始電壓U0），如公式(2)所示。

普通除顫器常假設(shè)經(jīng)胸阻抗為50 Ω，將其代入公式(2)計算得到儲能電容充電目標(biāo)電壓。而實際的經(jīng)胸阻抗可在較大范圍內(nèi)變化，根據(jù)動物實驗的數(shù)據(jù)和有關(guān)資料，大致范圍為25～200 Ω[6-7]。此時，實際放電能量與設(shè)定放電能量之間將存在高達(dá)百分之幾十的誤差，嚴(yán)重影響除顫效果。本文設(shè)計的經(jīng)胸阻抗實時測量電路與能量補(bǔ)償很好地解決了這個問題。另外，精確控制儲能電容充電電壓和放電脈沖寬度也是實現(xiàn)放電能量精確控制的重要環(huán)節(jié)。

1.1 經(jīng)胸阻抗測量與能量補(bǔ)償

圖1為經(jīng)胸阻抗測量的原理圖。本阻抗測量方法的出發(fā)點是歐姆定理U=I×R。具體為用恒流源激勵經(jīng)胸阻抗，并測量它兩端的電壓，即可計算出經(jīng)胸阻抗。研究表明，人體組織(包括心肌阻抗)是同時具有阻容特性的復(fù)合網(wǎng)絡(luò)，需采用交流恒流源激勵；且頻率為幾萬赫茲時可在經(jīng)胸阻抗兩端建立起穩(wěn)定可測的交流電壓。本文采用30 kHz恒流源激勵經(jīng)胸阻抗，該交變電流會在除顫電極的兩端建立起微弱的正弦電壓信號，該電壓幅值與經(jīng)胸阻抗值線性對應(yīng)。將除顫電極兩端的電壓經(jīng)過檢波后得到與正弦電壓幅值成線性關(guān)系的直流電壓Vout_R(該直流電壓也正比于人體經(jīng)胸阻抗)，之后送入單片機(jī)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，將轉(zhuǎn)換結(jié)果與程序映射表中的數(shù)值進(jìn)行比較，得到經(jīng)胸阻抗值。

圖1 經(jīng)胸阻抗測量的原理圖Fig.1 Schematic diagram of transthoracic impedance measurement

正弦信號發(fā)生單元采用直接數(shù)字頻率合成(DDS)技術(shù)[10]。DDS電路的輸出連接到壓控電流源的輸入端，將交變的電壓源信號變換成恒流源信號，保證負(fù)載阻抗在一定范圍變化的情況下，輸出電流幅值不變。為了盡量減少激勵電流對人體的影響，其強(qiáng)度控制在200 μA以下。檢波電路將檢測到的電壓放大、全波整流、低通濾波，輸出為直流電壓Vout_R，其幅值與經(jīng)胸阻抗正相關(guān)。

將Vout_R電壓值連接到單片機(jī)的ADC引腳，經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換后得到唯一一個對應(yīng)于當(dāng)前電壓值的數(shù)字量，該數(shù)字量同時唯一對應(yīng)當(dāng)前經(jīng)胸阻抗值。本文用25～100 Ω的一系列的定值電阻代替人體經(jīng)胸阻抗，用上述電路測量這組電阻所對應(yīng)的一組數(shù)字量，在單片機(jī)中建立了一個映射表，通過數(shù)字量判斷當(dāng)前經(jīng)胸阻抗值。這組定值電阻以5 Ω遞增，共16個梯度，每個梯度對應(yīng)著一個數(shù)字量，每個數(shù)字量根據(jù)相應(yīng)梯度附近的阻抗對應(yīng)的一些數(shù)字量共同決定。

依據(jù)經(jīng)胸阻抗值及公式(2)，在本實驗樣機(jī)儲能電容容值為195 μF，放電脈沖寬度為10 ms的條件下，建立充電目標(biāo)電壓—經(jīng)胸阻抗表。根據(jù)測量到的經(jīng)胸阻抗設(shè)定充電目標(biāo)電壓，可實現(xiàn)放電能量的補(bǔ)償。

1.2 充電與高壓檢測

經(jīng)計算，在本實驗樣機(jī)確定的系統(tǒng)參數(shù)下，要達(dá)到對100 Ω負(fù)載釋放200 J能量的要求，除顫器的放電電壓達(dá)到1 800 V，遠(yuǎn)高于除顫器所使用的電池電壓，必須設(shè)計一種能將儲能電容充電至目標(biāo)電壓的電路。該電路包括充電電路和高壓檢測電路兩部分，如圖2、圖3所示。

圖2 高壓充電電路原理圖Fig.2 Schematic diagram of high voltage charging circuit

圖3 高壓檢測電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of high voltage detection circuit

圖2 為高壓充電電路原理圖，其工作過程為：

(1) 當(dāng)變壓器T1存儲的能量通過二極管D1向儲能電容C釋放完畢時，比較器U1A正端V2＜1.2 V，U1A翻轉(zhuǎn)，使得RS觸發(fā)器置位，驅(qū)動反激式開關(guān)Q1導(dǎo)通，變壓器初級有電流通過，此時次級有感應(yīng)電動勢，但由于二極管D1的反向阻擋，次級沒有電流, 能量被存儲在變壓器T1之中。

(2) 當(dāng)Q1的源極電流增至12 A時，V1增大，U1B翻轉(zhuǎn)，RS觸發(fā)器復(fù)位，Q1關(guān)閉，初級電流驟減為0，由于變壓器磁通不能突變，次級會感應(yīng)出反相電動勢，此時D1被導(dǎo)通，剛才儲存的能量，通過二極管向儲能電容充電。

RS觸發(fā)器在單片機(jī)高壓使能控制信號HV_EN_ L、高壓檢測輸出控制信號VCapVoltage以及充電電路的反饋電壓V1、V2三者共同的控制下不斷被置位、復(fù)位，在A處產(chǎn)生PWM型驅(qū)動電流，控制反激式開關(guān)[11]不斷地導(dǎo)通、截止，通過變壓器向儲能電容充電。

在充電過程中，需要對儲能電容電壓進(jìn)行實時監(jiān)測，并據(jù)此控制充電過程。由于充電目標(biāo)電壓的范圍是0～1 800 V，而ADC模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片的輸入電壓通常小于5 V，所以必須對儲能電容上的高壓進(jìn)行分壓之后，再進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換最后送到單片機(jī)相應(yīng)的引腳。而且，高壓檢測電路的兩端分別連接高壓和低壓模塊，為了保證安全，必須實現(xiàn)高低壓模塊的隔離。

圖3為高壓檢測電路原理圖，考慮到分壓電阻可能造成儲能電容放電，因此選用的電阻阻值較大：分壓總電阻為10.2 MΩ，采樣電阻為27 kΩ，分壓比為27 k/10.2 M=1:378，對于1 800 V的高壓，采樣后的電壓為4.76 V＜5 V，滿足設(shè)計要求。分壓電路輸出穩(wěn)定的電壓值VCapVoltage。將VCapVoltage作為ADC芯片的輸入，將模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)果送入單片機(jī)，經(jīng)過計算后轉(zhuǎn)換為當(dāng)前儲能電容兩端的電壓，并與目標(biāo)電壓比較，當(dāng)達(dá)到目標(biāo)電壓時終止充電程序的運行。

當(dāng)設(shè)定好充電目標(biāo)電壓后，單片機(jī)根據(jù)設(shè)定的電壓值產(chǎn)生相應(yīng)占空比的PWM波信號PWM_L，該信號經(jīng)過光耦器件送入二階低通濾波器，輸出為穩(wěn)定的0～5 V的正比于PWM波占空比的直流電壓值V3；將V3與VCapVoltage相比較，當(dāng)VCapVoltage的值大于V3時，比較器反相，產(chǎn)生充電關(guān)斷信號，終止充電。為了使V3具有精確的控制充電的作用，必須使V3等于當(dāng)前設(shè)定充電高壓對應(yīng)的分壓值VCapVoltage，所以需建立起準(zhǔn)確的充電目標(biāo)電壓與PWM波占空比的映射關(guān)系，即令最大占空比對應(yīng)最大充電電壓，并且占空比與充電目標(biāo)電壓具有線性。

單片機(jī)的ADC引腳、PWM輸出信號、高壓使能信號均通過光耦器件與高壓模塊相連，實現(xiàn)了高低壓模塊的隔離，安全性能好。

1.3 雙相指數(shù)截尾波的實現(xiàn)

放電能量直接受放電時間影響，因此必須精確控制脈沖寬度，這主要通過對圖4所示的H型放電電路開關(guān)管的控制實現(xiàn)。單片機(jī)通過程序控制導(dǎo)通信號Q0、Q1的邏輯電平和持續(xù)時間：當(dāng)Q0為高、Q1為低（持續(xù)5 ms），左上與右下的兩個開關(guān)被導(dǎo)通，電流從左至右流過人體，產(chǎn)生正相的5 ms脈沖；當(dāng)Q0、Q1同時為低時（持續(xù)1 ms），所有的管子被關(guān)閉，沒有電流流過人體，進(jìn)入休止期1 ms；當(dāng)Q0為低，Q1為高（持續(xù)5 ms），右上與左下的管子被導(dǎo)通，電流從右至左流過人體，產(chǎn)生負(fù)相的5 ms脈沖。由于放電過程中，開關(guān)管的內(nèi)阻可忽略不計，電容上的電壓會根據(jù)人體經(jīng)胸阻抗和儲能電容的時間常數(shù)呈現(xiàn)指數(shù)衰減，因此在人體上形成了雙相指數(shù)截尾波。放電時間由延遲程序控制，誤差不超過0.1%。

圖4 H形放電橋路圖Fig.4 Diagram of H shaped discharge bridge circuit

2 測試結(jié)果

在上述工作的基礎(chǔ)上，制作了除顫器實驗樣機(jī)，并進(jìn)行了測試。

2.1 經(jīng)胸阻抗測量電路測試

測量不同阻值的標(biāo)準(zhǔn)電阻對應(yīng)的檢波電路輸出電壓幅度的AD轉(zhuǎn)換值，繪制得到如圖5所示曲線。由于ADC轉(zhuǎn)換是具有線性的，所以當(dāng)阻抗在一定范圍內(nèi)變化時，檢波電路的輸出電壓隨阻抗增加而變大，呈較好的線性關(guān)系。且線性范圍覆蓋了除顫情況下正常經(jīng)胸阻抗的范圍，測量誤差不超過3 Ω。

圖5 AD轉(zhuǎn)換值-經(jīng)胸阻抗關(guān)系圖Fig.5 Diagram of AD conversion value- transthoracic impedance

2.2 高壓充電電路測試

充電性能評估主要從三方面進(jìn)行，分別是充電精度、充電速度和充電效率。

圖6表示的是在阻抗為50 Ω，設(shè)放電能量為10 J時，使用高壓探頭記錄充電與自放電過程中儲能電容上的電壓變化。從圖中得知充電電壓達(dá)到344 V，充電時間為0.6 s。從供電直流電源上讀取的電壓為12.4 V，平均電流為2 A，儲能電容容值為195 μF，由此粗略地推算充電效率η：

圖6 充電與自放電過程中儲能電容的電壓變化圖Fig.6 Diagram of voltage variation on storage capacitor in the process of charging and self discharge

依據(jù)上述測量和計算原理，測量并記錄阻抗為50 Ω時所有能量級別的充電參數(shù)，得到表1，充電電壓的誤差在4%之內(nèi)。

表1 充電性能評估表Tab.1 Evaluation table of charging performance

2.3 高壓放電電路測試

以阻抗50 Ω為例，則RC時間常數(shù)為9.75 ms，由于放電波形為高壓大電流電脈沖，所以測試時負(fù)載要采用大功率電阻。用8個大功率電阻（100 Ω 5 W）串并聯(lián)組成50 Ω功率電阻，設(shè)定的高壓值為344 V，放電能量為10 J，高壓探頭接在功率電阻兩端，示波器以單次觸發(fā)方式記錄到除顫波形如圖7所示。

圖7 除顫波形圖Fig.7 Diagram of defibrillation waveform

從圖7中觀察到，除顫波形為雙相指數(shù)截尾波形，脈沖正相與負(fù)相寬度各為5 ms，中間休止1 ms。儲能電容兩端的初始電壓為336 V，放電結(jié)束后剩余的電壓約為105 V，那么可以計算實際放電能量為：

放電能量為初始儲存能量減去剩余能量：

能量誤差僅為0.68%。測量并記錄放電能量為10 J時，不同阻抗情況下的放電波形和放電參數(shù)，如表2所示。

表2 放電性能評估表Tab.2 Evaluation table of discharge performance

設(shè)定目標(biāo)放電能量為10 J時，實際放電能量的誤差在±2%之內(nèi)，經(jīng)胸阻抗在中間范圍（50～75 Ω）內(nèi)時的放電能量的精確度高于其他阻抗值。根據(jù)表1中的200 J對應(yīng)的充電目標(biāo)電壓誤差，計算出最大放電能量誤差不超過±7.5%。

3 討論及結(jié)論

本文提出并實現(xiàn)了一種除顫器放電能量精確控制方法：通過經(jīng)胸阻抗測量、放電能量補(bǔ)償、充電電壓與放電脈沖寬度的精確控制，將除顫器的放電能量誤差下降到不超過±7.5%。經(jīng)胸阻抗測量具有不超過3 Ω的系統(tǒng)誤差，可以通過建立更全面詳細(xì)的阻抗映射表來改善。其他誤差主要來源于充電控制電路具有一定的響應(yīng)時間，導(dǎo)致儲能電容上的實際電壓大于目標(biāo)電壓。關(guān)斷充電電路的精確度也是誤差來源，應(yīng)適當(dāng)調(diào)整采樣電阻值（分壓比），同時調(diào)整PWM波占空比與充電目標(biāo)電壓的線性映射關(guān)系以達(dá)到最佳的控制效果。

本文中的方法可精確控制除顫放電能量，適用于包括AED在內(nèi)的各類體外除顫器。

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Study on Accurately Controlling Discharge Energy Method Used in External Defibrillator

【 Writers 】SONG Biao, WANG Jianfei, JIN Lian, WU Xiaomei
Department of Electronic Engineering, Fudan University, Shanghai, 200433

defibrillator, discharge energy, accurate control

R541.75

A

10.3969/j.issn.1671-7104.2016.01.005

1671-7104(2016)01-0017-05

2015-10-30

鄔小玫，E-mail: xiaomeiwu@fudan.edu.cn

【 Abstract 】This paper introduces a new method which controls discharge energy accurately. It is achieved by calculating target voltage based on transthoracic impedance and accurately controlling charging voltage and discharge pulse width. A new defibrillator is designed and programmed using this method. The test results show that this method is valid and applicable to all kinds of external defibrillators