單相模塊化多電平變流器控制策略研究

楊云森，郭育華

（西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點實驗室，成都 610031）

引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，各種大功率開關(guān)器件的應(yīng)用日益廣泛，但是在許多高壓大功率領(lǐng)域，傳統(tǒng)的電壓源型變流器拓?fù)湟褵o法滿足更高的功率等級要求。受到電力電子器件材料和工藝的限制，多電平變換器是解決高壓大功率變換的最佳選擇。目前電壓型多電平變換器拓?fù)渲饕卸O管鉗位型和級聯(lián)H橋型。前者隨著電平數(shù)的增加所需二極管的數(shù)量急劇增加，使得電容電壓極不易平衡；后者雖然采用了模塊化設(shè)計的級聯(lián)型拓?fù)?，易于系統(tǒng)擴容，但是在如高壓大功率傳動系統(tǒng)的場合，各功率單元需要獨立的直流供電電源，一般需通過特殊加工的多繞組隔離工頻變壓器整流實現(xiàn)，極大提高了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜性。

鑒于以上兩種多電平變換器的不足，德國學(xué)者M(jìn)arquardt R.等提出了基于級聯(lián)結(jié)構(gòu)的模塊化多電平變流器 MMC（modular multilevel converter）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。MMC保留了級聯(lián)H橋型拓?fù)涓叨饶K化的優(yōu)點，并且具備公共直流母線，可以直接應(yīng)用于背靠背的中高壓大功率場合，目前MMC主要應(yīng)用于高壓直流輸電 HVDC（high-voltage-directcarrent tramsmission）和電力系統(tǒng)的有源濾波及無功補償領(lǐng)域。

1 MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 為一個n＋1電平單相MMC結(jié)構(gòu)示意，MMC的直流側(cè)為2個容量相同的電容，中間點接地，2個電容各分得直流母線一半的電壓。橋臂分為上橋臂和下橋臂，上（下）橋臂分別由n個相同的子模塊PU和1個交流電抗器l依次串聯(lián)構(gòu)成；MMC具有電路結(jié)構(gòu)高度模塊化的特點，能工作于冗余模式，方便電路擴展到更高的電壓等級。本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以在沒有工頻變壓器的條件下應(yīng)用于高壓大功率場合，MMC將是下一代多電平PWM變流器的主流拓?fù)洹榱艘种茦虮蹆?nèi)部的環(huán)流，單相MMC中交流電抗器l和子模塊串聯(lián)，能有效抑制系統(tǒng)環(huán)流和短路電流的沖擊，提高了系統(tǒng)的可靠性。在每個子模塊PU直流電容電壓穩(wěn)定的條件下，系統(tǒng)母線電壓穩(wěn)定，通過適當(dāng)?shù)恼{(diào)制策略，可以使該拓?fù)鋵崿F(xiàn)整流和逆變狀態(tài)的四象限運行。MMC的子模塊如圖2所示，該模塊是單相半橋結(jié)構(gòu)，由1個以IGBT為開關(guān)器件的半橋逆變單元和1個直流儲能電容組成。

圖1 單相模塊化多電平變流器結(jié)構(gòu)示意Fig.1 Sketch map of single-phase modular multilevel converter structure

圖2 變流器子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Converter sub-module topology

1.2 工作原理

子模塊的工作狀態(tài)分為3種：投入、切除和閉鎖[1]，如表 1 所示。

表1 子模塊的工作狀態(tài)Tab.1 Sub-module working condition

1.3 單相MMC建模

單相MMC等效電路如圖3所示。假設(shè)如下：

（1）負(fù)載電壓vo和電流io是純正弦波；

（2）直流側(cè)電壓恒為E，用兩個直流電壓源E/2等效，點O是理論上的中點；

（3）上下橋臂模塊分別等效為受控電壓源Vp和Vn。

由分析可知，該單相MMC的上、下橋臂電流分別為

圖3 單相模塊化多電平變流器等效電路Fig.3 Equivalent circuit of single phase modular multilevel converter

式中：io為交流側(cè)輸出電流；iz為橋臂環(huán)流。聯(lián)立式（1）和式（2）可得

根據(jù)基爾霍夫定律可知環(huán)路1和環(huán)路2的電壓方程為，

式中：E為直流母線電壓；Vp、Vn分別為上下橋臂電壓；uo為交流側(cè)輸出電壓。

聯(lián)立式（1）～式（5）得

由于式（2）～式（6）中等式右側(cè)存在電感電壓，所以交流側(cè)輸出電壓不是理想的階梯波。交流側(cè)輸出電壓還可以表示為

聯(lián)立式（6）和式（7）得

顯然，上、下橋臂產(chǎn)生的諧波全部加在了負(fù)載電感L和橋臂電感l(wèi)上。通常條件下L＞＞l，則電感對交流輸出電壓影響較小，能夠獲得平滑的電壓波形輸出。

2 載波移相調(diào)制技術(shù)在MMC中的實現(xiàn)

載波移相正弦脈寬調(diào)制CPS-SPWM（carrier phase shifted SPWM）技術(shù)的基本原理是每個子模塊單元使用同一個調(diào)制波，且它們的三角載波頻率和幅值相等，區(qū)別是每個三角波載波按規(guī)律相差一定的角度。用此調(diào)制方法交流側(cè)總是輸出一個階梯波，階梯數(shù)越多，波形越接近正弦，諧波含量越少。通過該調(diào)制策略，IGBT的等效開關(guān)頻率提高為原來的2n倍，大大降低了開關(guān)器件的損耗，這是CPS-SPWM調(diào)制策略廣泛應(yīng)用于多電平變流器的一個重要原因。

在MMC中運用CPS-SPWM調(diào)制策略，具體調(diào)制方法為，2n個子模塊對應(yīng)2n個頻率和幅值一樣的三角載波，上、下橋臂每個子模塊的三角載波相差（360/n）°，對應(yīng)位置的上、下橋臂的每個子模塊的三角載波均相差（360/2n）°。其中，每個子模塊中的上下兩個IGBT驅(qū)動信號相反，上、下橋臂的調(diào)制波相差 180°[2]。

圖4 CPS-SPWM調(diào)制策略Fig.4 CPS-SPWM modulation strategy

現(xiàn)以五電平為例給出CPS-SPWM在MMC中的具體實現(xiàn)方法，此時子模塊數(shù)2n=8，設(shè)載波比kc=fc/f0=T/Tc。取8列幅值相等、相位相差45°的三角載波 C1、C5、C2、C6、C3、C7、C4、C8， 將 C1、C2、C3、C4與正弦調(diào)制波 A（t）進(jìn)行比較，如圖 4（a）所示，得到上橋臂4組IGBT開關(guān)的觸發(fā)信號；將C5、C6、C7、C8與和 A（t）相差 180°的正弦調(diào)制波 A*（t）進(jìn)行比較，得到下橋臂4組IGBT開關(guān)的觸發(fā)信號，如圖 4（b）所示。

3 MMC系統(tǒng)的控制策略

MMC系統(tǒng)的控制主要集中在環(huán)流的抑制和子模塊電容電壓平衡控制。環(huán)流的存在和子模塊電容電壓的不平衡均會導(dǎo)致交流側(cè)輸出電壓畸變，從而使整個系統(tǒng)工作在不穩(wěn)定的狀態(tài)。其中，電容電壓不平衡的實質(zhì)是對應(yīng)有功功率的不平衡，針對于此，本文采用適當(dāng)?shù)牟呗詠韺Νh(huán)流抑制和電容平衡進(jìn)行協(xié)同控制，將子模塊電容電壓的控制分為均值控制和平衡控制2個部分。

（1）均值控制?？刂撇呗匀鐖D5所示，該部分是由平均電壓控制器組成的電壓外環(huán)和環(huán)流控制器組成的電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的一個雙閉環(huán)控制策略，控制目標(biāo)是使各個子模塊電容的平均電壓值能夠準(zhǔn)確跟蹤指令值，同時控制環(huán)流值。其中當(dāng)電容電壓指令值時，環(huán)流指令值的值增大，虛線框內(nèi)的電流內(nèi)環(huán)控制函數(shù)使得環(huán)流的實際值iz能夠跟蹤上它的指令值。所以，iz的負(fù)反饋控制可以讓子模塊電容電壓均值在不受負(fù)載電流io的影響下準(zhǔn)確跟蹤其指令保證了在零附近波動，進(jìn)而達(dá)到了抑制環(huán)流的目的。

圖5 電壓均值控制框圖Fig.5 Block diagram of voltage averaging control

（2）平衡控制。控制策略如圖6所示，該部分的控制目標(biāo)是使各子模塊電容實際電壓值準(zhǔn)確跟蹤指令值，指令帶電壓值與各子模塊電壓實際值相比較，誤差值通過一個比例調(diào)節(jié)器，得到電容電壓平衡控制量。以圖1為例，由于電容電壓平衡控制是基于上、下橋臂電流的方向來決定的，所以電壓參考值的極性也隨 ip、in的變化而變化，當(dāng) ip＞0，in＞0 時，控制框圖中系數(shù)取+1；當(dāng) ip＜0，in＜0 時，系數(shù)取-1。以圖1中上橋臂為例做以下分析，當(dāng)UCj（j=1～n）時，直流側(cè)為變流器提供能量，n個子模塊電容處于充電狀態(tài)。若 ip＞0，取正值，則它與ip合成正的有功流向變流器；若ip＜0，取負(fù)值，則它與ip合成負(fù)的功率流向變流器。相反地，當(dāng)＜UCj時，變流器為直流側(cè)提供能量，n個子模塊電容處于放電狀態(tài)，若 ip＞0，取負(fù)值，它與ip合成的有功流向直流側(cè)；若 ip＜0，取正值，合成的功率也是流向直流側(cè)。

圖6 電壓平衡控制Fig.6 Voltage balance control

在以上分析的基礎(chǔ)上，結(jié)合電容電壓均值控制和平衡控制的上、下橋臂CPS-SPWM調(diào)制原理如圖7、圖8所示，其中上下橋臂調(diào)制波相差180°。

圖7 上橋臂CPS－SPWM調(diào)制原理Fig.7 Modulation principle of upper bridge arm CPS-SPWM

圖8 下橋臂CPS－SPWM調(diào)制原理圖Fig.8 Modulation principle of under bridge arm CPS-SPWM

4 Matlab仿真驗證

為了驗證前面提出的調(diào)制方法和控制策略的正確性，本文對五電平單相MMC進(jìn)行了Matlab仿真，仿真波形如圖9～圖10所示。本文選定子模塊數(shù)為8，額定輸出電壓頻率為fo=50 Hz，載波頻率fc=2.5 kHz，載波比kc=50，MMC子模塊電容電壓參考值=200 V（j=1～8），輸出電壓調(diào)制比 ma=0.9，仿真其他參數(shù)見表2。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

由圖9、圖10可見，交流側(cè)輸出電壓為5個電平的階梯波，輸出電流經(jīng)過濾波后波形光滑且與電壓同相位。

圖9 交流側(cè)輸出電壓仿真波形Fig.9 Simulation waveform of ac output voltage

圖10 交流側(cè)輸出電流波形Fig.10 Simulation waveform of ac output current

圖11 上橋臂各子模塊電容電壓波形Fig.11 Waveforms of upper bridge arm each module capacitor voltage

圖12 下橋臂各子模塊電容電壓波形Fig.12 Waveforms of under bridge arm each module capacitor voltage

上、下橋臂8個子模塊的電容電壓波形分別如圖11、圖12所示。由圖可見在穩(wěn)壓控制策略調(diào)節(jié)下，電容電壓能夠基本穩(wěn)定在400 V左右，驗證該控制策略的可行性。

圖13 為經(jīng)過電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制后的電壓均值控制指令信號波形。圖14是環(huán)流的實測值iz波形，環(huán)流在-4～6 A之間變化。圖15是實際環(huán)流和參考環(huán)流的差值Δiz，其值穩(wěn)定在零點附近，可見單相MMC系統(tǒng)中的環(huán)流通過抑制策略得到了較好的控制，驗證了該方法的正確性。

圖13 電壓平均值控制指令信號波形Fig.13 Waveform of control order single average voltage

圖14 環(huán)流實際值iz波形Fig.14 Waveform of actual loop current iz

圖15 實際環(huán)流和參考環(huán)流的差值Δiz波形Fig.15 Waveform of difference Δizbetween actual and reference loop currents

5 結(jié)語

本文介紹了單相MMC的電路拓?fù)浜凸ぷ髟恚瑢⒁葡噍d波SPWM調(diào)制策略應(yīng)用于MMC中，提出了環(huán)流抑制策略和對子模塊電容電壓平衡的穩(wěn)壓控制策略，以及在單相MMC中上述兩種策略的具體實現(xiàn)辦法。以Matlab／Simulink模塊為平臺搭建了一個額定輸出功率2.8 kW的5電平單相MMC系統(tǒng)，得到了較好的交流側(cè)輸出波形，8個子模塊電容均能穩(wěn)壓在400 V上下，波動范圍在±2.5%內(nèi)，系統(tǒng)環(huán)流值也能被較好抑制，且整個系統(tǒng)的動態(tài)性能良好。以本文實驗數(shù)據(jù)作鋪墊，在此基礎(chǔ)上增加子模塊數(shù)，正確設(shè)置各電感電容參數(shù)，能夠?qū)⒈晨勘扯嚯娖阶兞髌鬟\用于高壓直流輸電領(lǐng)域，實現(xiàn)其換流站的四象限運行。

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