基于DSP的高輕載效率數(shù)字DC/DC變換器*

史永勝，余 彬，王喜鋒，許夢蕓，張青風(fēng)，王文靜

(陜西科技大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，西安710021)

SHI Yongsheng* ，YU Bin，WANGXifeng，XU Mengyun，ZHANGQingfeng，WANGWenjing

(College of Electric and Information Engineering，Shanxi University of Scienceand Technology，Xi’an 710021，China)

服務(wù)器作為數(shù)據(jù)處理的終端設(shè)備，需要有更高的可靠性和穩(wěn)定性，因此為其供電的電源往往有多個(gè)，各個(gè)電源也經(jīng)常處于輕載狀態(tài)。這就要求服務(wù)器電源在重載和輕載狀態(tài)下都應(yīng)具有高可靠性和高效率，傳統(tǒng)的模擬電源在滿載時(shí)能高效工作，而在輕載時(shí)效率往往較低，很難保證最佳工作狀態(tài)。傳統(tǒng)的模擬方案為提高輕載效率，需要大規(guī)模改善或增加控制電路，增加了控制電路的復(fù)雜性，降低了電源的可靠性和穩(wěn)定性［1－2］。文獻(xiàn)［3－4］在全橋變換器中引入了并聯(lián)型無源輔助電路，能減小占空比丟失和環(huán)流損耗，從而提高輕載效率，但是無源輔助電路的引入不僅使變換器的可靠性降低，也使其導(dǎo)通損耗增大，限制了變換器效率的進(jìn)一步提升。文獻(xiàn)［5］中引入輔助電路并通過檢測負(fù)載電流來計(jì)算計(jì)算輔助開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間，能將輔助網(wǎng)絡(luò)的導(dǎo)通損耗降到較低水平，但是輔助開關(guān)管的控制電路設(shè)計(jì)復(fù)雜，很難實(shí)現(xiàn)。近年來，數(shù)字電源集成度已達(dá)到很高水平，系統(tǒng)的復(fù)雜性并不隨功能的增加而增加，外圍器件很少。同時(shí)，數(shù)字電源還具有高靈活性、在線可編程能力以及更易于實(shí)現(xiàn)的非線性控制能力［6］。近年來數(shù)字IC的價(jià)格在穩(wěn)步降低，采用數(shù)字控制方式設(shè)計(jì)的電源相比模擬電源具有更大優(yōu)勢［7］。

本文深入分析了該變換器的工作原理，重點(diǎn)研究了Burst模式及極輕載模式下如何提高輕載效率的問題，最后，利用TI高性能DSP芯片TMS320F28335設(shè)計(jì)一臺(tái)400 V輸入、12 V/50 A輸出的高輕載效率數(shù)字DC/DC變換器，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 工作原理

圖1是本文所設(shè)計(jì)的基于TMS320F28335的高輕載效率的數(shù)字DC/DC變換器的硬件結(jié)構(gòu)圖。Q1、Q2、Q3、Q4是 4 個(gè)主功率開關(guān)管，SR1、SR2 為同步整流管，Ls為變壓器漏感，T1是主變壓器，L1、L2為同步整流電感，C1～C6分別為Q1～Q4以及SR1、SR2的寄生電容，D1～D6分別為Q1～Q4以及SR1、SR2的寄生二極管。

圖1 數(shù)字DC/DC變換器硬件結(jié)構(gòu)圖

變換器工作時(shí)，Ls與主功率開關(guān)管Q1～Q4的相應(yīng)寄生電容形成諧振回路，為Q1～Q4的開通和關(guān)斷營造ZVS環(huán)境，從而減少主功率開關(guān)管的開關(guān)損耗和通態(tài)損耗，提高變換器的轉(zhuǎn)換效率。通過控制全橋電路中對(duì)角開關(guān)管的重疊量(Q1和Q4、Q2和Q3的互通時(shí)間)，來控制能量的傳輸，從而調(diào)節(jié)輸出。具體的，當(dāng)負(fù)載處于重載狀態(tài)(20% ～100%的額定負(fù)載)時(shí)，從圖2可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重疊導(dǎo)通的時(shí)間較長，因此通過變壓器T1可以向次級(jí)傳輸更多的能量;當(dāng)負(fù)載處于輕載狀態(tài)(5% ～20%的額定負(fù)載)時(shí)，從圖3可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重疊導(dǎo)通的時(shí)間較短，因此通過變壓器T1向次級(jí)傳輸?shù)哪芰孔兩?當(dāng)負(fù)載處于極輕載狀態(tài)(0～5%的額定負(fù)載)時(shí)，從圖4可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重疊導(dǎo)通的時(shí)間極短，因此通過變壓器T1向次級(jí)傳輸?shù)哪芰孔兊臉O少［8］。

圖2 重載情況下開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及變壓器T1初級(jí)側(cè)電壓的波形圖

圖3 輕載情況下開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及變壓器T1初級(jí)側(cè)電壓的波形圖

圖4 極輕載情況下開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及變壓器T1初級(jí)側(cè)電壓的波形圖

圖5 Burst模式控制波形圖

本文重點(diǎn)研究移相全橋DC/DC變換器中輕載效率問題，在原有移相全橋的基礎(chǔ)上加入輕載和極輕載兩種模式，從而提高變換器的輕載效率。輕載時(shí)采用Burst模式控制，圖5是Burst模式的工作原理圖，其中Pro．是指主程序進(jìn)入Burst模式;D是指全橋拓?fù)渲袑?duì)角開關(guān)管都導(dǎo)通時(shí)的占空比信號(hào);PWM是指開關(guān)管的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào);Io是輸出電流;Vout是輸出電壓，Vf作為Vout的參考。當(dāng)檢測到輸出電流在額定電流的5% ～20%之間時(shí)，主程序進(jìn)入Burst模式，此時(shí)占空比信號(hào)D處于D-on-limit和D-off-limit之間。在Burst模式下，當(dāng)占空比上升到D-on-limit時(shí)，驅(qū)動(dòng)主功率開關(guān)管以及同步整流管，當(dāng)占空比下降到D-off-limit時(shí)，關(guān)閉主功率開關(guān)管以及同步整流管，輸出電壓依靠輸出電容來維持，直到占空比再次上升到D-on-limit時(shí)，才再次驅(qū)動(dòng)主功率開關(guān)管以及同步整流管，因此能較大的減少開關(guān)管的開關(guān)損耗和通態(tài)損耗，同時(shí)同步整流電感L1、L2以及變壓器T1的磁芯損耗也大大降低［9］。另外，在Burst模式中，當(dāng)檢測到負(fù)載電流突然上升時(shí)，CUP會(huì)產(chǎn)生較大的占空比鉗位信號(hào)，并保持一定時(shí)間，即t0～t1時(shí)間段，從而使得輸入側(cè)向輸出側(cè)傳遞較大的能量，當(dāng)檢測到負(fù)載電流一直處于滿載或中載狀態(tài)時(shí)，Burst模式結(jié)束，CUP產(chǎn)生正常的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖2所示。極輕載時(shí)，也即輸出電流在額定電流的0～5%之間時(shí)，僅驅(qū)動(dòng)主功率開關(guān)管，同步整流管處于關(guān)閉狀態(tài)，整流過程由同步整流管的寄生二極管來完成，因此能大大的減少同步整流管的開關(guān)損耗和同步整流電感L1、L2以及變壓器T1的磁芯損耗［10－11］。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2．1 硬件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)如圖1所示。通過采樣電路以及AD轉(zhuǎn)換器將三路信號(hào)(變壓器初級(jí)側(cè)電流Ip、輸出電流Io以及輸出電壓Uo、)采樣并送入DSP28335，其中DSP內(nèi)部的INA1、INA3、INA5端口分別對(duì)Ip、Uo和Io采樣。系統(tǒng)采用電壓電流雙閉環(huán)控制，輸出移相 PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。DSP內(nèi)部的 ePWM1A、ePWM1B、ePWM2A、ePWM2B端口輸出死區(qū)固定、占空比大小固定的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并實(shí)時(shí)改變移相角的大小，通過驅(qū)動(dòng)電路來驅(qū)動(dòng)主功率開關(guān)管Q1、Q3、Q2、Q4以穩(wěn)定輸出。同時(shí)，根據(jù)負(fù)載的情況，DSP內(nèi)部的ePWM3A、ePWM4A端口輸出相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，通過驅(qū)動(dòng)電路來驅(qū)動(dòng)同步整流管SR1和SR2。

本文所設(shè)計(jì)的變換器的系統(tǒng)參數(shù)如下:額定輸出功率600W，輸出電壓12 V，輸出電流50 A，開關(guān)頻率200 kHz，變壓器變比13∶1，整流電感 L1=L2=2 H，輸入電容Cin=330 F，Co=6．6 mF。主功率開關(guān)管采用STP12NM50(550 V，12 A)，同 步 整 流 管 采 用FDP0323N08(75 V，120 A)，驅(qū) 動(dòng) 芯 片 采用UCC27424DGN。

2．2 電壓電流雙閉環(huán)控制電路設(shè)計(jì)

為了提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性，本文設(shè)計(jì)的數(shù)字DC/DC變化器采用峰值電流模式控制，峰值電流模式控制是雙環(huán)控制，其中電壓環(huán)作為外環(huán)，電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)［12－13］，系統(tǒng)框圖如圖6所示。輸出電壓采樣值Uout與電壓基準(zhǔn)值Uref比較生成誤差電壓信號(hào)Uerr，經(jīng)過調(diào)節(jié)器Gv形成電壓外環(huán)控制;電壓外環(huán)輸出作為電流內(nèi)環(huán)基準(zhǔn)值Iref，變壓器初級(jí)側(cè)電流Ip與該基準(zhǔn)值相比較，經(jīng)過調(diào)節(jié)器Gc形成電流內(nèi)環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的輸出即為有效占空比信號(hào)，根據(jù)有效占空比信號(hào)并由軟件產(chǎn)生具有相移控制的各路PWM信號(hào)。

圖6 雙閉環(huán)峰值電流控制結(jié)構(gòu)框圖

本文設(shè)計(jì)的電壓環(huán)和電流環(huán)控制都采用經(jīng)典的PID控制，由于在數(shù)字控制系統(tǒng)中，使用的是數(shù)字PID控制器，需要對(duì)控制量進(jìn)行離散化處理。常用的數(shù)字PID控制算法通常分為位置式PID控制算法和增量式PID控制算法?？紤]到位置式PID控制算法與整個(gè)過去狀態(tài)有關(guān)，計(jì)算式中要用到過去偏差的累加值，容易產(chǎn)生較大的累積計(jì)算誤差［14－15］，因此本設(shè)計(jì)采用增量PID控制算法，其原理如下:對(duì)位置式PID控制算法取增量，即數(shù)字控制器輸出的是相鄰兩次采樣時(shí)刻所計(jì)算的位置值之差:

其中 A=Kp+Ki+Kd，B= － (Kp+2Kd)，C=Dd。

由上式可以看出它只需保持3個(gè)采樣時(shí)刻的偏差值，有效減小了系統(tǒng)累積誤差。系統(tǒng)軟件通過對(duì)此增量進(jìn)行控制，從而產(chǎn)生相應(yīng)的占空比信號(hào)，完成對(duì)變換器的控制。

2．3 軟件設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)的軟件部分主要由主程序、PID調(diào)節(jié)子程序、故障保護(hù)子程序和中斷服務(wù)程序組成。

主程序流程圖如圖7所示，主要任務(wù)是完成系統(tǒng)的初始化工作，然后進(jìn)入一個(gè)循環(huán)，對(duì)開關(guān)機(jī)進(jìn)行判斷、一般性故障處理以及等待中斷發(fā)生［16］。初始化包括對(duì)常量、變量的初始化;EPWM模塊初始化;定時(shí)器、比較器的初始化;AD模塊初始化以及I/O口的初始化。初始化完成后，開啟定時(shí)器1并等待中斷。當(dāng)定時(shí)器1的計(jì)數(shù)值和比較寄存器CMPR1的值相等時(shí)，輸出PWM置位;同時(shí)啟用AD中斷，完成對(duì)變壓器初級(jí)側(cè)電流Ip、輸出電流Io以及輸出電壓Uo的采樣。在AD中斷中通過調(diào)用程序完成對(duì)占空比的計(jì)算，從而動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)各路PWM通道輸出。另外，如果發(fā)生過壓過流等嚴(yán)重故障，故障保護(hù)中斷響應(yīng)，屏蔽所有PWM輸出并發(fā)出關(guān)機(jī)命令，從而對(duì)系統(tǒng)祈禱有效保護(hù)。

圖7 主程序流程圖

中斷服務(wù)程序主要包括定時(shí)器1的比較中斷、周期中斷、故障中斷以及AD中斷等。在定時(shí)器1的比較中斷程序中完成比較器CMPR1寄存器值的更新，當(dāng)周期中斷來臨時(shí)，完成占空比信息的更新。AD中斷程序流程圖如圖8所示，其主要任務(wù)是讀取并保存采樣結(jié)果，同時(shí)判斷負(fù)載情況，根據(jù)負(fù)載情況調(diào)用不同的控制模式，然后結(jié)合PID控制算法計(jì)算出各通道PWM輸出信號(hào)，進(jìn)而調(diào)節(jié)輸出［17－18］。

圖8 AD中斷程序流程圖

本文設(shè)計(jì)的PID控制子程序，采用增量式控制算法，其程序流程圖如圖9，首先根據(jù)設(shè)置控制參數(shù)A、B、C以及偏差初值，再根據(jù)采樣值計(jì)算當(dāng)前偏差值e(k)，然后計(jì)算增量，利用這個(gè)增量調(diào)用占空比子程序計(jì)算電流環(huán)，最終把偏差量轉(zhuǎn)化為占空比信息量。

圖9 PID算法流程圖

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

為了驗(yàn)證本設(shè)計(jì)在輕載下仍具有高效率的特性，本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)基于DSP28335的移相全橋同步倍整流DC/DC變換器樣機(jī)，該樣機(jī)開關(guān)頻率為200 kHz，輸入電壓為 380 VDC～420 VDC，輸出電壓為12 VDC，額定輸出功率600 W。

實(shí)驗(yàn)表明，該變換器的4個(gè)全橋功率開關(guān)管在較大負(fù)載范圍內(nèi)，均能實(shí)現(xiàn)零電壓開通和零電壓關(guān)斷，圖10和圖11是輕載時(shí)Q1的驅(qū)動(dòng)波形圖，其他開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形圖有相似特征。從圖中可以看出，輕載下變換器仍能實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖10 零電壓關(guān)斷

圖12將本文提出的變換器與傳統(tǒng)全橋變換器的整機(jī)效率作比較。可以看出，輕負(fù)載情況下，本文所設(shè)計(jì)的數(shù)字變換器效率遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)效率，在10%的額定負(fù)載下，該數(shù)字變換器仍能保持85%的轉(zhuǎn)換效率，在小于5%的額定負(fù)載情況下，該變換器效率也高于70%，這是由于本數(shù)字變換器在原有移相全橋變換器的基礎(chǔ)上加入了輕載Burst和極輕載兩種模式，從而使本變換器在輕負(fù)載狀態(tài)仍具有很高的效率。另外在重載情況下，該數(shù)字變換器效率最高能達(dá)到94%，也高于傳統(tǒng)變換器效率，這是由于本樣機(jī)采用數(shù)字控制方式，減少了外圍控制器件的數(shù)量，減少了整機(jī)損耗所致。

圖11 零電壓開通

圖12 整機(jī)變換器效率

4 結(jié)論

數(shù)字電源具有諸多優(yōu)勢，本文利用高性能的DSP設(shè)計(jì)了一款具有高輕載效率的數(shù)字DC/DC變換器，并研制了一臺(tái)600 W數(shù)字DC/DC變換器樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，數(shù)字電源在提高電源輕載效率以及系統(tǒng)可靠性等方面具有優(yōu)良的特性。

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