基于電動(dòng)汽車的無(wú)刷直流電機(jī)低扭矩脈動(dòng)混合矢量驅(qū)動(dòng)控制

張立偉 毛學(xué)宇

（北京交通大學(xué)電氣學(xué)院 北京 100044）

0 引言

對(duì)于無(wú)刷直流電機(jī)（Brushless Direct Current Motor，BLDCM）來(lái)說(shuō)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制一直是該研究領(lǐng)域的重要課題。BLDCM 轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)按產(chǎn)生原因可分為電磁脈動(dòng)和電流換向脈動(dòng)。電磁脈動(dòng)主要涉及到電機(jī)繞組與轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)設(shè)計(jì)問(wèn)題，當(dāng)前主要通過(guò)對(duì)電機(jī)電磁結(jié)構(gòu)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，改進(jìn)或是減小這種電磁引起的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。電流換向脈動(dòng)是BLDCM 繞組電流導(dǎo)通換向過(guò)程中產(chǎn)生的電流脈動(dòng)，進(jìn)而造成電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，當(dāng)前主要有Kwang-Woon Lee 等學(xué)者提出的電流反饋法[1]、謝楊梅提出的滯環(huán)電流法[2]、重疊換相法以及PWM 斬波法[3-5]。也有學(xué)者提出在人工智能的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)專家系統(tǒng)、基于模糊集合理論的模糊控制、基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的神經(jīng)化控制等[6]，以減小這種換向轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[7]提出了一種新的基于電流預(yù)測(cè)控制的新方法，以使非換相電流保持恒定。文獻(xiàn)[8]提出了一種針對(duì)常規(guī)空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM）中零矢量u0和u7的工作時(shí)間平均分配的特點(diǎn)引入了一個(gè)正比于u7工作時(shí)間的系數(shù)k0，并發(fā)現(xiàn)k0取不同值時(shí)可以實(shí)現(xiàn)多種PWM 調(diào)制方式，因此提出了一種統(tǒng)一PWM 的概念。文獻(xiàn)[9]通過(guò)對(duì)5種PWM 調(diào)制方式的分析比較，得出PWM-ON 調(diào)制方式較理想，能夠有效抑制電機(jī)的換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[10]在PWM-ON 的調(diào)制基礎(chǔ)之上，提出了一種新型的控制方式，使關(guān)斷相電流下降速率與導(dǎo)通相電流上升速率相同，從而減小了換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。而實(shí)際上，永磁無(wú)刷電機(jī)是一種交流電機(jī)，具有非線性、強(qiáng)耦合、時(shí)變性的特征，且電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中還會(huì)受到各種外界環(huán)境的干擾，因此如果按照常態(tài)化的控制策略對(duì)永磁無(wú)刷電機(jī)進(jìn)行控制，不能實(shí)現(xiàn)高性能的控制需求。再者常態(tài)化控制策略要么只是針對(duì)特定的對(duì)象，要么需要較好的參數(shù)辨識(shí)，要么對(duì)電流傳感器、速度傳感器等傳感器要求較高[11,12]，成本高、實(shí)用性差。

為了減小換向時(shí)刻的電流突變，近些年提出了正弦波電流驅(qū)動(dòng)方案[13]，這些方案并沒有在理論上深入分析轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)成因，因而效果不盡一致。另外正弦波電流驅(qū)動(dòng)一般需要較為精確的轉(zhuǎn)子位置信息，依靠低成本霍爾位置傳感器來(lái)估算轉(zhuǎn)子位置，在起動(dòng)時(shí)刻無(wú)法準(zhǔn)確跟蹤，從而降低起動(dòng)轉(zhuǎn)矩性能。

本文對(duì)BLDCM 的換向轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行分析，研究了反電動(dòng)勢(shì)寬度與波形畸變對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的影響。經(jīng)過(guò)逐一推導(dǎo)分析，提出了幾種不同的驅(qū)動(dòng)控制策略。最后通過(guò)比較分析，并結(jié)合這幾種驅(qū)動(dòng)策略的優(yōu)勢(shì)，提出了一種基于低成本霍爾位置傳感器的BLDCM 混合矢量驅(qū)動(dòng)控制策略。

1 BLDCM 方波驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分析

1.1 換向狀態(tài)

當(dāng)BLDCM 以方波電流驅(qū)動(dòng)時(shí)，實(shí)際因繞組呈現(xiàn)為感性，使得導(dǎo)通電流無(wú)法突變，尤其在換向期間，因?yàn)槠渌酂o(wú)法理想通斷導(dǎo)致非換向相繞組電流擾動(dòng)，進(jìn)而產(chǎn)生換向轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

以圖1 為例，當(dāng)S1、S4 開通時(shí)，繞組AB 相導(dǎo)通；S1、S6 開通時(shí)，繞組AC 相導(dǎo)通。換向?qū)A段會(huì)經(jīng)歷幾個(gè)狀態(tài)，在S1、S6 開通初始階段，繞組B 相中的電流經(jīng)S3 上的反并聯(lián)二極管續(xù)流，與S1、繞組A 形成回路。另一條回路由S1、繞組A、繞組C、S6 組成。這個(gè)狀態(tài)應(yīng)滿足方程

圖1 換向狀態(tài)1Fig.1 Commutation state 1

式中，t 為換向狀態(tài)1 經(jīng)歷時(shí)間；L 為繞組自感；M為繞組互感。定子繞組對(duì)稱且為星形聯(lián)結(jié)，有

三相繞組反電動(dòng)勢(shì)為理想狀態(tài)時(shí)，有

設(shè)I 為繞組相電流穩(wěn)態(tài)值，為簡(jiǎn)化運(yùn)算，忽略繞組電阻，由式（1）～式（4）可求得

此時(shí)，當(dāng)S1、S6 關(guān)斷時(shí)，繞組A 中的電流會(huì)通過(guò)S2 上的續(xù)流二極管分別流經(jīng)繞組B、繞組C，通過(guò)S3、S5 上的續(xù)流二極管分別與電源Udc形成回路，此換向狀態(tài)如圖2 所示。

圖2 換向狀態(tài)2Fig.2 Commutation state 2

同理，可求得繞組中電流為

式中，Ia1、Ib1、Ic1分別為 ia、ib、ic在換向狀態(tài)1到換向狀態(tài)2 的電流幅值。

由式（5），當(dāng) Udc=4Ve時(shí)，d ib/d t=d ic/dt，即在換向時(shí) ib和 ic變化率一致，非換向相電流 ia保持恒值不變，此狀態(tài)如圖3 所示。

圖3 Udc=4Ve時(shí)，相電流變化Fig.3 Phase current variation when Udc=4Ve

在理想反電動(dòng)勢(shì)情況下，可推導(dǎo)BLDCM 轉(zhuǎn)矩公式為

由式（7）可看出，在理想反電動(dòng)勢(shì)情況下，BLDCM 的轉(zhuǎn)矩與非換向相電流成正比。在 Udc=4Ve時(shí)，非換向相電流 ia保持不變，此時(shí)轉(zhuǎn)矩?zé)o脈動(dòng)。但是當(dāng) Udc≠4Ve時(shí)，相電流 ib和 ic沒有在同時(shí)達(dá)到穩(wěn)定值或零值，造成非換向相電流 ia產(chǎn)生波動(dòng)，進(jìn)而造成轉(zhuǎn)矩?fù)Q向脈動(dòng)，如圖4 所示。

圖4 Udc≠4Ve時(shí)，相電流變化Fig.4 Phase current variation when Udc≠4Ve

由式（5）可知，在 Udc≠4Ve時(shí)，ia會(huì)產(chǎn)生波動(dòng)。以圖4 為例，在t1'時(shí) ic達(dá)到穩(wěn)態(tài)值I，由式（5）可求出

此時(shí)ai 的波動(dòng)值為

由式（9）可知，在母線電壓保持不變的情況下，相電流 ia的波動(dòng)與反電動(dòng)勢(shì)系數(shù)及轉(zhuǎn)速等相關(guān)。在Udc=220V，K=0.06V/(r/min)情況下，基速 ωr=1 833r/min，波動(dòng)值Δia與轉(zhuǎn)速關(guān)系如圖5 所示。

圖5 aiΔ 波動(dòng)值隨轉(zhuǎn)速變化曲線Fig.5 Δai fluctuations curve with the speed

由圖5 可直觀的看出，在理想反電動(dòng)勢(shì)下，非換向相電流波動(dòng)值隨著轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速變化而變化:在0.5ωr以下時(shí)，電流波動(dòng)值隨著轉(zhuǎn)速升高而降低；經(jīng)過(guò)0.5ωr后，電流波動(dòng)值隨著轉(zhuǎn)速的繼續(xù)升高而急劇增大。為了抑制這種非換向相電流對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的影響，本文通過(guò)仿真比較了理想方波電流驅(qū)動(dòng)下的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，其值為Tes，如圖6 所示。

圖6a、圖6b 的各自的上圖為傳統(tǒng)方波驅(qū)動(dòng)下的仿真結(jié)果，下圖為電流跟蹤控制波形以實(shí)現(xiàn)理想方波驅(qū)動(dòng)?？梢钥闯?，傳統(tǒng)方波驅(qū)動(dòng)下的在換向時(shí)的突變嚴(yán)重，當(dāng)以理想方波驅(qū)動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)得到了很好的抑制。

1.2 BLDCM 非理想反電動(dòng)勢(shì)分布

實(shí)際中BLDCM 氣隙磁通密度分布并不是理想的120°梯形波分布[13]，如圖7 所示。

圖6 不同方波電流驅(qū)動(dòng)時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)對(duì)比Fig.6 Torque ripple compare in different square current

圖7 非理想氣隙磁通分布波形Fig.7 Non-ideal gap flux distribution waveform

由傅里葉分解方法可知，圖7 所示的分布波形可以看作不同頻率的正弦波合成，如式（10）所示。

式中，k 為奇數(shù)。由式（10）可知，A 相反電動(dòng)勢(shì)ae為

式中，Em為反電動(dòng)勢(shì)幅值。對(duì)于三相對(duì)稱分布的BLDCM，其B、C 相反電動(dòng)勢(shì)be、ce 分別與ea間隔120°、240°電角度。

電磁轉(zhuǎn)矩是反電動(dòng)勢(shì)與相電流共同作用的結(jié)果，通過(guò)對(duì)非理想反電動(dòng)勢(shì)的傅里葉分解可知，可將其看成是基波和諧波的組成。為了方便計(jì)算，也對(duì)理想方波電流進(jìn)行傅里葉分解，以A 相相電流ai為例，因?yàn)锽LDCM 三相繞組按星形對(duì)稱聯(lián)結(jié)，電流分量沒有3 次及3 的倍數(shù)次諧波分量，其分解如下

式中，Imk=(4 I/π)/k，k 為奇數(shù)。對(duì)于B 相和C 相的反電動(dòng)勢(shì)和電流，因?yàn)榛ゲ?20°，只需將式（12）中的 ωt換成ωt-2π/3、ωt +2π/3即可得到。

參考式（7），電磁轉(zhuǎn)矩可寫為

由此可知，電磁轉(zhuǎn)矩的紋波轉(zhuǎn)矩主要為6 次基波頻率，其幅值與反電動(dòng)勢(shì)和相電流的諧波幅值有關(guān)。

圖8 為理想方波電流驅(qū)動(dòng)時(shí)與反電動(dòng)勢(shì)波形對(duì)應(yīng)圖。

圖8 反電動(dòng)勢(shì)與相電流波形Fig.8 EMF and phase current waveforms

可以推導(dǎo)理想方波驅(qū)動(dòng)時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)隨反電動(dòng)勢(shì)寬度變化的公式為

圖9 為不同反電動(dòng)勢(shì)寬度下的相電流與轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)對(duì)比，從圖9 可以看出，隨著反電動(dòng)勢(shì)梯形波寬度的變窄，即使以理想方波電流驅(qū)動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)也會(huì)逐漸增大。

圖9 不同反電動(dòng)勢(shì)寬度下的相電流與轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)對(duì)比Fig.9 Phase current and torque ripple comparison of different EMF

1.3 BLDCM 非方波電流驅(qū)動(dòng)

由以上分析可知，隨著反電動(dòng)勢(shì)寬度的減小，方波驅(qū)動(dòng)已不能有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。由式（15）可以看出，影響轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的6 次諧波含量中包含了方波電流的5 次、7 次等諧波，如果消除這些諧波的影響，即以正弦波電流驅(qū)動(dòng)時(shí)，就可以減小6 次諧波含量，從而減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

由式（12）～式（14）可求得

由于其他高次諧波分量幅值較小，可忽略不計(jì)，由式（18）、式（19）可求得轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為

由 式（20）可 知，在 θ1=42°和 θ1=74°時(shí)，BLDCM 在正弦波驅(qū)動(dòng)下轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)可以接近零。方波電流和非方波電流驅(qū)動(dòng)兩種情況下的輸出轉(zhuǎn)矩仿真波形如圖10 所示。

圖10 兩種驅(qū)動(dòng)方式輸出轉(zhuǎn)矩對(duì)比Fig.10 The comparison of torque in different injection schemes

由圖10 可以看出:非方波控制下的BLDCM 動(dòng)態(tài)調(diào)速性能較好，響應(yīng)迅速；六脈波方波電流驅(qū)動(dòng)下的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為0.448 3，而相同負(fù)載情況下，非方波控制下的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)僅為 0.091，即通過(guò)正弦波驅(qū)動(dòng)，BLDCM 轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)可以大大降低。

2 BLDCM 混合矢量驅(qū)動(dòng)

2.1 不同驅(qū)動(dòng)方式下的轉(zhuǎn)矩性能分析

由式（13）、式（17）、式（20）得出不同驅(qū)動(dòng)方式下轉(zhuǎn)矩性能對(duì)比，見表1。

表1 不同驅(qū)動(dòng)策略轉(zhuǎn)矩性能Tab.1 Performance torque of different driving scheme

通過(guò)表1 中對(duì)不同驅(qū)動(dòng)下轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)理論分析推導(dǎo)，可以得到不同驅(qū)動(dòng)方式下的平均轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)理論公式，其相應(yīng)的曲線如圖11 所示。

圖11 不同驅(qū)動(dòng)下的轉(zhuǎn)矩特性比較Fig.11 Performance comparison of different injection schemes in variable1θ

由圖11 可知，在反電動(dòng)勢(shì)寬度為30°～60°的典型分布區(qū)間內(nèi)，方波驅(qū)動(dòng)下的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)增大較快，正弦波驅(qū)動(dòng)下的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)始終為0～0.1；但方波驅(qū)動(dòng)下的平均轉(zhuǎn)矩輸出始終比正弦波驅(qū)動(dòng)下高10%。幾種驅(qū)動(dòng)控制方式比較見表2。

表2 幾種驅(qū)動(dòng)策略比較Tab.2 Performance comparison of different driving scheme

在電機(jī)起動(dòng)時(shí)刻，基于60°霍爾信號(hào)無(wú)法輸出準(zhǔn)確的位置信息，而方波驅(qū)動(dòng)只需要60°分辨率的較為粗略的初始霍爾信息，且方波驅(qū)動(dòng)的平均轉(zhuǎn)矩輸出都比后兩種驅(qū)動(dòng)大，滿足電機(jī)起動(dòng)時(shí)大轉(zhuǎn)矩輸出要求。

在BLDCM 運(yùn)行時(shí)，正弦波驅(qū)動(dòng)下的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)很小，在交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域，正弦波矢量控制具有良好的動(dòng)態(tài)調(diào)速性能，其技術(shù)已很成熟。

2.2 混合矢量驅(qū)動(dòng)控制

通過(guò)上述比較分析，考慮到電動(dòng)汽車實(shí)際應(yīng)用與工況，在BLDCM 起動(dòng)時(shí)可以方波電流驅(qū)動(dòng)，在正常運(yùn)行時(shí)可以正弦波矢量驅(qū)動(dòng)。因此，為了保證驅(qū)動(dòng)方式切換的平穩(wěn)，兼顧控制系統(tǒng)的簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)原則，本文提出一種基于混合電壓空間矢量的驅(qū)動(dòng)控制策略。

對(duì)于電壓空間矢量，有一種不連續(xù)開關(guān)調(diào)制模式[14]，不同于常用的連續(xù)調(diào)制的SVPWM，這種調(diào)制方式在每一時(shí)刻有一橋臂的開關(guān)管不導(dǎo)通。該四開關(guān)調(diào)制模式是通過(guò)在1 個(gè)PWM 周期里，根據(jù)扇區(qū)判斷邏輯選擇插入u0或u7零電壓矢量，而不像常規(guī)SVPWM 調(diào)制方式，插入2 種零電壓矢量。所以在1 個(gè)PWM 周期里只有4 個(gè)開關(guān)操作，也稱為四開關(guān)調(diào)制SVPWM。這種調(diào)制方式下的電流趨近于方波，磁鏈軌跡為60°間隔的正六邊形，其開關(guān)損耗較連續(xù)模式下的SVPWM 減小1/3。四開關(guān)調(diào)制下的6 個(gè)非零矢量分別為

不連續(xù)調(diào)制電壓矢量空間分布如圖12 所示。

圖12 四開關(guān)調(diào)制下的電壓矢量空間分布Fig.12 The space vector in four switching modulation

在矢量切換時(shí)存在60°緩沖區(qū)間，不需要進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償。與連續(xù)調(diào)制的SVPWM 建立混合電壓空間矢量，在由四開關(guān)調(diào)制切換為六開關(guān)連續(xù)調(diào)制時(shí)，只需在矢量控制系統(tǒng)下就可完成，易于實(shí)現(xiàn)。

對(duì)于四開關(guān)調(diào)制方式，表3 給出了根據(jù)扇區(qū)位置對(duì)應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通邏輯關(guān)系。

表3 轉(zhuǎn)子位置與開關(guān)管導(dǎo)通對(duì)應(yīng)關(guān)系Tab.3 Rotor position and the switch turns on the correspondence

圖13 為混合矢量控制策略框圖，其控制模式大致如下:通過(guò)霍爾信號(hào)檢測(cè)估算轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速，混合SVPWM 模塊通過(guò)輸入轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信息來(lái)判斷切換驅(qū)動(dòng)方式狀態(tài)（下文仿真部分給出具體的切換條件）。電機(jī)在低速起動(dòng)時(shí)，驅(qū)動(dòng)模式為四開關(guān)調(diào)制方波矢量驅(qū)動(dòng)，該驅(qū)動(dòng)模式下電機(jī)出力大、運(yùn)行可靠，四開關(guān)方式和六開關(guān)方式都是按照矢量方式來(lái)控制id和iq，角度仍然采用霍爾信號(hào)檢測(cè)；順利起動(dòng)后切換為六開關(guān)調(diào)制正弦波矢量控制模式，此時(shí)電機(jī)運(yùn)行噪音很低，動(dòng)態(tài)調(diào)速性能很好。通過(guò)下文仿真和實(shí)驗(yàn)可以看出此種模式切換更平滑，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)更小。

圖13 混合矢量控制策略Fig.13 Hybrid vector control strategy

2.3 霍爾位置信號(hào)估算

為滿足矢量控制需要的高分辨率轉(zhuǎn)子位置，本文提出基于泰勒展開式的數(shù)學(xué)解算方法來(lái)估算轉(zhuǎn)子位置。

對(duì)轉(zhuǎn)子位置θ 表達(dá)式做泰勒展開為

式中，kθ 為霍爾信號(hào)[15]跳變時(shí)刻對(duì)應(yīng)轉(zhuǎn)子位置；tk為轉(zhuǎn)子在kθ 當(dāng)前時(shí)刻。轉(zhuǎn)子角速度為

轉(zhuǎn)子角加速度為

由泰勒展開原理，一階轉(zhuǎn)子位置估計(jì)算法值理論上更接近于實(shí)際值θ，盡管階數(shù)增加產(chǎn)生的代碼運(yùn)算量很大，卻可以得到更加精確的轉(zhuǎn)子位置信號(hào)。本文擬采用一階轉(zhuǎn)子位置估算算法。

由以上分析可推出一階轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置估計(jì)算法

此外，為了抑制估算偏差的積累，需要對(duì)轉(zhuǎn)子位置每60°進(jìn)行重新校正。

圖14 為轉(zhuǎn)子位置估算對(duì)比?？梢园l(fā)現(xiàn)，在電機(jī)起動(dòng)時(shí)，該算法在霍爾信號(hào)前2 個(gè)60°區(qū)間存在較大偏差，這是因?yàn)樵诔跏紩r(shí)刻無(wú)法獲取轉(zhuǎn)子平均轉(zhuǎn)速與加速度。而后混合矢量以方波驅(qū)動(dòng)，只需判斷霍爾信號(hào)即可，起動(dòng)運(yùn)行之后的估算位置信號(hào)基本上與實(shí)際轉(zhuǎn)子位置保持一致，可以實(shí)現(xiàn)較高精度的轉(zhuǎn)子位置輸出。

圖14 轉(zhuǎn)子位置估算對(duì)比Fig.14 The real rotor position and the estimation of rotor position

3 Matlab/Simulink 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文提出的基于霍爾傳感器的混合矢量驅(qū)動(dòng)方案，利用Matlab/Simulink 仿真工具搭建了控制模型。

由圖15 可知，該控制模型主要由霍爾位置信號(hào)估算模塊、混合SVPWM 驅(qū)動(dòng)模塊和BLDCM 本體模塊組成，仿真電機(jī)參數(shù)見表4。

表4 仿真電機(jī)參數(shù)Tab.4 Simulation of motor parameters

圖15 混合矢量控制仿真結(jié)構(gòu)Fig.15 Simulation of hybrid vector control strategy

圖16 為反電動(dòng)勢(shì)寬度為100°下的仿真結(jié)果。混合SVPWM 模塊通過(guò)輸入轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速信息來(lái)判斷切換驅(qū)動(dòng)方式狀態(tài)，設(shè)定當(dāng)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速超過(guò)500r/min 時(shí)切換為正弦波矢量控制，當(dāng)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速低于480r/min時(shí)切換為方波矢量控制。由圖16c 轉(zhuǎn)速波形可以看出，BLDCM 在方波電流驅(qū)動(dòng)下順利起動(dòng)，再切換至正弦波電流驅(qū)動(dòng)，最終加速到指定轉(zhuǎn)速。由圖16a可看出，本文提出的混合矢量控制方案在切換時(shí)刻三相線電流沒有產(chǎn)生突變，切換時(shí)刻轉(zhuǎn)矩保持平穩(wěn)。由圖16b 可以看出，方波電流產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大，而正弦波電流產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小。為了盡量減少由方波驅(qū)動(dòng)造成的轉(zhuǎn)矩噪聲，可以在電機(jī)順利起動(dòng)后馬上切換至正弦波運(yùn)行。

圖16 混合矢量控制仿真結(jié)果Fig.16 Simulation results of hybrid vector control

4 混合矢量驅(qū)動(dòng)控制策略實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文對(duì)BLDCM 混合矢量控制系統(tǒng)用拖臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖17 所示。該實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)由對(duì)拖電機(jī)、扭矩傳感器、BLDCM、逆變驅(qū)動(dòng)控制器以及實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)顯示設(shè)備等組成。實(shí)驗(yàn)所用BLDCM 的參數(shù)見表5。

圖17 實(shí)驗(yàn)控制平臺(tái)Fig.17 Experimental test setup for evaluating the proposed method

表5 BLDCM 參數(shù)Tab.5 BLDCM parameters

(續(xù))

圖18 為DSP 對(duì)霍爾信號(hào)在線估算得到的轉(zhuǎn)子位置信息?？梢钥闯觯ㄟ^(guò)該估算算法可以得到滿足矢量控制需要的較精確的轉(zhuǎn)子位置。

圖18 轉(zhuǎn)子位置在線估算Fig.18 The estimation results of rotor position online

圖19 為不同工況下的相電流波形與對(duì)應(yīng)霍爾信號(hào)。由相電流波形可以看出，該混合矢量控制方法實(shí)現(xiàn)了無(wú)刷電機(jī)方波與正弦波混合驅(qū)動(dòng)。通過(guò)圖19a 和圖19b 的電流切換波形對(duì)比可以看出:傳統(tǒng)的電流切換過(guò)程會(huì)造成一個(gè)很大的電流尖峰，致使轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)問(wèn)題嚴(yán)重，而本文提出的混合矢量電壓調(diào)制方式能較好地解決切換過(guò)程中的電流脈動(dòng)問(wèn)題，電機(jī)平穩(wěn)運(yùn)行。由圖19d 可以看出，減速運(yùn)行波形在轉(zhuǎn)速運(yùn)行減至低速時(shí)，這種混合矢量切換也是可靠的。由圖19e 的負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)結(jié)果看出，轉(zhuǎn)子位置估算算法可以滿足混合矢量這種較大動(dòng)態(tài)范圍所需的精確的轉(zhuǎn)子位置信息的要求，BLDCM 在混合矢量驅(qū)動(dòng)策略下有較好的動(dòng)態(tài)調(diào)速性能。圖19f 則給出了方波驅(qū)動(dòng)下反電動(dòng)勢(shì)與對(duì)應(yīng)霍爾信號(hào)的波形。

圖19 不同工況下的相電流波形與對(duì)應(yīng)霍爾信號(hào)Fig.19 Measured phase current under different operating conditions correspond to hall signals

5 結(jié)論

本文首先推導(dǎo)和分析了BLDCM 換向轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的產(chǎn)生機(jī)理與影響因素，并對(duì)這些影響因素逐一分析，并逐一研究了不同驅(qū)動(dòng)控制策略，以減小換向轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。通過(guò)比較分析與驗(yàn)證，提出了混合矢量驅(qū)動(dòng)控制策略，實(shí)現(xiàn)了低速大轉(zhuǎn)矩起動(dòng)與低噪音運(yùn)行。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，混合矢量驅(qū)動(dòng)下的電機(jī)運(yùn)行平穩(wěn)、切換平滑、高效低噪。本文為電動(dòng)汽車應(yīng)用領(lǐng)域提供了一種全新的高性能、高可靠、低成本的BLDCM 驅(qū)動(dòng)控制策略。

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