基于直流偏置激勵(lì)的異步電機(jī)離線參數(shù)自整定

王 凱,姚文熙,呂征宇

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院,浙江杭州310027）

基于直流偏置激勵(lì)的異步電機(jī)離線參數(shù)自整定

王 凱,姚文熙,呂征宇

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院,浙江杭州310027）

針對(duì)逆變器非線性誤差對(duì)異步電機(jī)在轉(zhuǎn)子靜止條件下參數(shù)辨識(shí)影響較大的問(wèn)題,提出基于帶直流偏置激勵(lì)信號(hào)的異步電機(jī)離線參數(shù)辨識(shí)方案.在保證電機(jī)完全靜止的條件下,消除了逆變器非線性誤差對(duì)定轉(zhuǎn)子電阻和漏感辨識(shí)結(jié)果的影響,整合優(yōu)化了一套基于逆變器-電機(jī)系統(tǒng)的離線參數(shù)自整定程序.該方法的辨識(shí)結(jié)果在基于無(wú)速度傳感器的矢量控制變頻系統(tǒng)中得到驗(yàn)證,仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方法原理的正確性和工程應(yīng)用的有效性.

異步電機(jī)；離線參數(shù)辨識(shí)；自整定；逆變器非線性誤差；直流偏置激勵(lì)

工業(yè)應(yīng)用中,通常采用所謂的“自整定”算法實(shí)現(xiàn)被驅(qū)動(dòng)電機(jī)的參數(shù)辨識(shí),進(jìn)而得到相關(guān)控制參數(shù)［1］.若電機(jī)參數(shù)不準(zhǔn)確將會(huì)導(dǎo)致一方面轉(zhuǎn)子磁鏈定向存在誤差［2］,另一方面速度估算產(chǎn)生誤差,從而降低矢量控制性能［3］.有效的電機(jī)參數(shù)辨識(shí)方法對(duì)異步電機(jī)無(wú)速度傳感器矢量控制系統(tǒng)非常重要.通過(guò)堵轉(zhuǎn)和空載旋轉(zhuǎn)實(shí)驗(yàn),可以方便地得到電機(jī)參數(shù)［4］,但很多應(yīng)用場(chǎng)合下難以保證堵轉(zhuǎn)和空載測(cè)試條件.Chrzan等［5-7］提出一系列其他方法實(shí)現(xiàn)離線參數(shù)辨識(shí),但這些方法都需要額外的實(shí)驗(yàn)條件,例如需要設(shè)計(jì)偽隨機(jī)序列電壓信號(hào)及相關(guān)觀測(cè)器［5］,或者需要求解最大似然估計(jì)的傳遞函數(shù)［6］,或者通過(guò)空載旋轉(zhuǎn)和方波注入法完成轉(zhuǎn)子時(shí)間常數(shù)離線辨識(shí)［7］.以上方法不屬于“自整定”范疇,而能夠在電機(jī)保持靜止?fàn)顟B(tài)下實(shí)現(xiàn)且無(wú)需額外實(shí)驗(yàn)條件的異步電機(jī)離線參數(shù)自整定方法是本文的主要研究對(duì)象.直流階躍激勵(lì)下的動(dòng)態(tài)電流響應(yīng)曲線可以用來(lái)辨識(shí)電機(jī)參數(shù)［8-11］.此外,單相交流激勵(lì)信號(hào)也可用來(lái)實(shí)現(xiàn)離線參數(shù)辨識(shí)［12-14］.上述離線參數(shù)辨識(shí)方法,通常對(duì)應(yīng)不同的程序配制方案,所以實(shí)施過(guò)程不能完全統(tǒng)一.考慮到離線辨識(shí)方案的統(tǒng)一性,總結(jié)以上各方法的缺點(diǎn)如下.

1）逆變器的輸出電壓不是直接測(cè)量,而是重構(gòu)得到,所以逆變器本身的非線性特性會(huì)對(duì)以上離線參數(shù)辨識(shí)方案帶來(lái)較大影響.傳統(tǒng)定子電阻和勵(lì)磁電感估算方法雖然考慮了開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通壓降的影響,但對(duì)逆變器開(kāi)通關(guān)斷的延時(shí)效應(yīng)考慮較少,而這部分影響較大［15］.傳統(tǒng)辨識(shí)轉(zhuǎn)子電阻和漏感的方法,通常需要注入正弦激勵(lì),而正弦信號(hào)對(duì)應(yīng)的逆變器非線性特性補(bǔ)償比較麻煩；此外,在電流過(guò)零點(diǎn)穿越時(shí)的逆變器非線性特性補(bǔ)償不同于常態(tài)補(bǔ)償,這大大增加了逆變器非線性特性補(bǔ)償?shù)碾y度,進(jìn)而導(dǎo)致估算誤差.在離線參數(shù)辨識(shí)中,有必要采用某種手段把逆變器非線性特性誤差規(guī)避掉.

2）在文獻(xiàn)［12～14］所列出的各種方法中,通?；陂_(kāi)環(huán)給定的方法配制激勵(lì)信號(hào)的幅值和頻率.實(shí)際上,變頻驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)拖動(dòng)的電機(jī)功率會(huì)發(fā)生變化,所以有必要采用更精準(zhǔn)的閉環(huán)控制系統(tǒng),通過(guò)自檢方案確定合適的激勵(lì)信號(hào)給定.

3）通常不同離線辨識(shí)方案進(jìn)行不同的硬件配置（保持一相關(guān)斷,只有兩相處于工作狀態(tài)）,該硬件配置需要額外的程序配合（例如SPWM）且不能夠與后續(xù)矢量控制程序（通常為SVPWM）保持統(tǒng)一；另外,該硬件配置會(huì)造成三相開(kāi)關(guān)管的不對(duì)稱性,包括熱效應(yīng)和使用壽命兩方面,所以,更改硬件配置不是很好的實(shí)施方案.

綜上所述,一套合適的離線參數(shù)自整定方案要能夠滿足：1）辨識(shí)過(guò)程能夠保證電機(jī)處于完全靜止?fàn)顟B(tài)；2）采用閉環(huán)控制系統(tǒng)以適應(yīng)不同的電機(jī)負(fù)載,且該控制程序要與后續(xù)矢量控制程序保持統(tǒng)一性；3）最大限度地規(guī)避逆變器非線性特性給離線參數(shù)辨識(shí)帶來(lái)的誤差影響.本文在搜集了國(guó)內(nèi)外最常用的幾種離線參數(shù)辨識(shí)方法的基礎(chǔ)上,歸納總結(jié)出一套實(shí)用的離線參數(shù)自整定程序,并作了優(yōu)化.

1 基于直流偏置激勵(lì)的離線參數(shù)辨識(shí)

1.1 基于α-β坐標(biāo)系的電流閉環(huán)“自整定”方案

通常離線參數(shù)估算都需要把逆變器直流母線降壓到合適值以保證電機(jī)不過(guò)流,該降壓過(guò)程是通過(guò)重新配置逆變器開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通特性（關(guān)閉w相,只保留u、v兩相）實(shí)現(xiàn)的.實(shí)際上,在兩相靜止坐標(biāo)系中,只要保證其中一相（例如β相）電壓輸出為零,即可保證電機(jī)處于完全靜止?fàn)顟B(tài)而不產(chǎn)生任何轉(zhuǎn)矩輸出,而逆變器施加在電機(jī)某一相上的激勵(lì)信號(hào)完全由決定［16］.該自整定方案的整體控制框圖如圖1所示.圖中和分別為αβ坐標(biāo)系下的電壓分量.通過(guò)電流閉環(huán)控制可以得到合適的電壓激勵(lì)驅(qū)動(dòng)逆變器系統(tǒng),而被直接設(shè)定為零.該控制方案仍然沿用矢量控制的控制流程,并且無(wú)需額外的硬件配置,保證了程序的統(tǒng)一性.圖2詳細(xì)給出了異步電機(jī)三相輸入端口的連接示意圖,可得

圖1 基于α-β坐標(biāo)系的電流閉環(huán)控制“自整定”方案控制框圖Fig.1 Close-loop current control diagram ofα-βaxis based self-commissioning algorithm

圖2 異步電機(jī)輸入端口等效連接方案Fig.2 Equivalent connections of induction motor inputs

圖3 異步電機(jī)反Γ等效電路模型Fig.3 Inverse-Γmodel of induction motor

1.2 基于帶直流偏置雙正弦激勵(lì)的參數(shù)辨識(shí)

1）直流偏置點(diǎn)的確定.經(jīng)研究［17］可知,逆變器的非線性特性與流過(guò)逆變器開(kāi)關(guān)管的電流有關(guān)：當(dāng)電流較小時(shí),由于開(kāi)關(guān)管結(jié)電容充放電較慢,導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管開(kāi)通及關(guān)斷延時(shí)效應(yīng)十分明顯,從而逆變器非線性壓降隨電流變化的幅度較大；隨著電流的增大,上述延時(shí)效應(yīng)逐漸減弱,而逆變器非線性壓降變化越來(lái)越平緩,直至達(dá)到某飽和電壓點(diǎn).由此可知,只要保證交流信號(hào)幅值振蕩在逆變器非線性誤差的常數(shù)區(qū)內(nèi),把交流小信號(hào)分量提取出來(lái)用作參數(shù)辨識(shí),逆變器非線性誤差將不會(huì)對(duì)辨識(shí)結(jié)果產(chǎn)生影響.為此,首先確定直流偏置點(diǎn),如圖4所示.圖中,為電流給定值,Irat為額定電流.根據(jù)圖4可知,若定義u相開(kāi)關(guān)過(guò)程的非線性誤差為verr,則

當(dāng)電流足夠大時(shí),verr近似為常數(shù),則由式（3）可知,隨定子電流is近似線性變化.通過(guò)電流閉環(huán)控制,設(shè)定從Irat到零以較小步長(zhǎng)——例如0.1 A——逐漸遞減,并記錄每個(gè)電流穩(wěn)態(tài)點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電流閉環(huán)控制輸出值,根據(jù)的斜率確定相對(duì)于is的線性范圍.在本實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上的該曲線如圖4（b）所示：當(dāng)流經(jīng)開(kāi)關(guān)管的電流大于1 A時(shí),逆變器非線性誤差造成的電壓損失接近線性變化；當(dāng)開(kāi)關(guān)管電流大于2 A時(shí),該非線性誤差電壓接近常數(shù),即線性范圍為2～5 A,所以直流偏置點(diǎn)可以定在3.0～4.0 A（圖中標(biāo)注點(diǎn)為3.5 A）,這樣交流信號(hào)的幅值振蕩范圍大概可以選取為1.5 A.

2）基于直流偏置法的全電路參數(shù)辨識(shí).

圖4 直流偏置點(diǎn)的確定Fig.4 Search for proper dc biased points

上述實(shí)驗(yàn)方案在相關(guān)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上得到驗(yàn)證.該平臺(tái)主要包括：一臺(tái)2.2 k W、50 Hz、2對(duì)極的三相鼠籠式異步電機(jī)；一臺(tái)由ABB公司的ACS400控制輸出負(fù)載轉(zhuǎn)矩的直流電機(jī)；一個(gè)包含電壓電流霍爾傳感器的逆變器功率板；一個(gè)數(shù)字信號(hào)處理器（DSP,TMS320 F28335）和一臺(tái)用于連接DSP仿真器進(jìn)行控制并獲取數(shù)據(jù)的計(jì)算機(jī).三相異步電機(jī)的基本參數(shù)如下：額定負(fù)載為14 N·m；額定勵(lì)磁磁鏈為0.91 Wb；系統(tǒng)采樣和開(kāi)關(guān)頻率都為10 k Hz.根據(jù)圖4可知,若電流直流偏置點(diǎn)大于3 A,則u相開(kāi)關(guān)過(guò)程的非線性誤差為verr,近似為常數(shù).若設(shè)置電流閉環(huán)控制的輸入值,即電流給定值分別為is*α1＝5.1 A（Irat）和＝3.5 A（0.7Irat）,得到對(duì)應(yīng)的電流環(huán)輸出值,則有

將上兩式相減可得

根據(jù)式（4）確定的定子電阻估算值將不受逆變器非線性誤差的影響.其余的電機(jī)參數(shù)將通過(guò)求解阻抗方程組的方法獲得［18］,為了獲得非相關(guān)方程,需要設(shè)定2組不同頻率的電流給定值,同時(shí)為了消除逆變器非線性誤差的影響,本文方法進(jìn)一步疊加了直流偏置3.5 A,對(duì)應(yīng)小信號(hào)幅值設(shè)為1 A：＝3.5＋sin（ω1t）和＝3.5＋sin（ω2t）,其中, ω1＝2πf1,ω2＝2πf2.考慮到集膚效應(yīng)的影響,小信號(hào)頻率不應(yīng)選擇過(guò)大.此處f1、f2分別選取為2、4 Hz.電壓參考值將由電流閉環(huán)控制輸出.該實(shí)驗(yàn)對(duì)應(yīng)的電壓電流波形如圖5所示.

圖5 帶直流偏置的參考電壓及響應(yīng)電流波形Fig.5 Current response curves under dc biased excitation

通過(guò)以上2種頻率下的電壓電流響應(yīng)波形獲得異步電機(jī)反Γ模型等效電路的電阻和電抗求解相關(guān)電機(jī)參數(shù).去除直流偏置后,假設(shè)電壓和對(duì)應(yīng)電流波形的表達(dá)式分別為

式中：φu、φi分別為電壓和電流波形的采樣初始相位角度.此時(shí),對(duì)應(yīng)的電阻和電抗表達(dá)式分別為

通過(guò)數(shù)字控制離散化過(guò)程,可以采樣得到電流i（k Ts）,并得到電流閉環(huán)輸出的電壓u（k Ts）,其中Ts為采樣周期.根據(jù)文獻(xiàn)［18］,可以求得異步電機(jī)反Γ模型等效電路的電阻和電抗在不同頻率下的對(duì)應(yīng)值,即Req（ω1）、Req（ω2）及Xeq（ω1）、Xeq（ω2）.由于定子電阻Rs已經(jīng)辨識(shí)出來(lái),則異步電機(jī)反Γ模型對(duì)應(yīng)的各個(gè)電機(jī)參數(shù)如下：

式中：R′eq＝Req－Rs.根據(jù)異步電機(jī)反Γ模型和T模型參數(shù)的等效關(guān)系,可以求得直接用于矢量控制的異步電機(jī)T電路模型參數(shù)如下：

1.3 不同直流偏置點(diǎn)及頻率組合對(duì)辨識(shí)結(jié)果的影響

為了探討上述方法中不同正弦頻率、不同直流偏置電流對(duì)最終參數(shù)辨識(shí)結(jié)果產(chǎn)生的影響,進(jìn)行如下實(shí)驗(yàn)組合.選擇9組不同的電流偏置值：2,2.5,…,5.5,6 A.在任一相同的直流偏置下,分別選擇4組正弦頻率f1、f2組合：4 Hz&2 Hz,6 Hz& 3 Hz,8 Hz&4 Hz,10 Hz&5 Hz進(jìn)行實(shí)驗(yàn).該4組正弦頻率組合分別命名為1～4,且每個(gè)組合對(duì)應(yīng)9組不同的直流偏置,則共計(jì)產(chǎn)生36組實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)結(jié)果,如圖6所示.在該實(shí)驗(yàn)中,為了保證在逆變器誤差電壓處于如圖4所示的非線性區(qū)時(shí),仍然得到較精確的結(jié)果,當(dāng)直流偏置在3 A及以上時(shí),交流小信號(hào)的幅值選取為0.5 A；當(dāng)直流偏置在3 A以下時(shí),交流小信號(hào)的幅值選取為0.3 A.相較于直流偏置,交流小信號(hào)的振蕩幅值較小,可以近似認(rèn)為逆變器誤差電壓為恒值.圖6（a）給出定子電阻的辨識(shí)結(jié)果,定子電阻辨識(shí)結(jié)果不受直流偏置和頻率組合的影響,原因是定子電阻估算先于求解阻抗方程法完成,定子電阻估算表達(dá)式（4）與頻率組合沒(méi)有任何關(guān)系.由于該辨識(shí)過(guò)程持續(xù)了相當(dāng)長(zhǎng)一段時(shí)間（熱機(jī)過(guò)程）,電機(jī)本身的溫升效應(yīng)達(dá)到飽和,所以對(duì)定子電阻產(chǎn)生影響的僅是電流波形波動(dòng)及采樣誤差,而該誤差可以方便地通過(guò)平均值運(yùn)算消除.在該實(shí)驗(yàn)中,定子電阻估算結(jié)果的平均值為Rs＝2.77Ω.

由圖6（b）的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出,轉(zhuǎn)子電阻的估算值受集膚效應(yīng)的影響,在不同頻率和不同直流偏置下的估算值略有不同,但偏差不大.實(shí)際上,考慮到集膚效應(yīng)影響選擇的頻率組合應(yīng)盡可能小,但過(guò)小的頻率會(huì)導(dǎo)致感抗過(guò)小,反而會(huì)影響辨識(shí)精度.選取1號(hào)頻率組合在3.5 A下的辨識(shí)估算值.該值等效于在不同直流偏置下估算值的平均值.在實(shí)際電機(jī)中,由于磁飽和特性的影響,會(huì)導(dǎo)致漏感及勵(lì)磁電感因不同直流偏置產(chǎn)生變化.可以看出,勵(lì)磁電感隨直流電流偏置的變化幅度較大,而漏感隨直流電流偏置的變化幅度較小,這是因?yàn)槁└械闹饕詈贤緩綖闅庀?尤其對(duì)于轉(zhuǎn)子槽開(kāi)放的情況［19］,而氣隙磁通較少受飽和特性的影響.

2 自整定參數(shù)辨識(shí)流程整合及優(yōu)化

本實(shí)驗(yàn)得到的勵(lì)磁電感辨識(shí)結(jié)果不能直接應(yīng)用于矢量控制中,原因是本節(jié)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果是基于某個(gè)直流偏置點(diǎn)的交流小信號(hào)分析得到的,故此時(shí)辨識(shí)得到的勵(lì)磁電感是該直流偏置下對(duì)應(yīng)的動(dòng)態(tài)電感,而非實(shí)際需要的平均電感.若系統(tǒng)允許在“自整定”時(shí)空載旋轉(zhuǎn),則采用空載旋轉(zhuǎn)法辨識(shí)得到的勵(lì)磁電感是最準(zhǔn)確的.當(dāng)無(wú)法實(shí)現(xiàn)空載旋轉(zhuǎn)時(shí),可以采用常用的低頻方波激勵(lì)法實(shí)現(xiàn)辨識(shí)［20］（本文利用低頻方波法辨識(shí)得到的額定勵(lì)磁磁鏈對(duì)應(yīng)的勵(lì)磁電感為0.222 5 H）,但是該方法受逆變器非線性特性的影響.

本文整理出一套基于電流閉環(huán)的離線參數(shù)辨識(shí)方法.該方法基于帶直流偏置的正弦激勵(lì)完成最終辨識(shí),有效避免了逆變器非線性誤差對(duì)定轉(zhuǎn)子電阻和漏感辨識(shí)造成的影響.辨識(shí)流程如圖7所示.上述參數(shù)“自整定”辨識(shí)結(jié)果如表1所示.表中,Lrσ為轉(zhuǎn)子漏感,σ為漏感系數(shù).

表1 異步電機(jī)基本參數(shù)“自整定”辨識(shí)結(jié)果Tab.1 Self-commissioning identification results of IM

3 參數(shù)辨識(shí)結(jié)果準(zhǔn)確性驗(yàn)證

由表1可以看出,原始的求解阻抗方程組法［18］如果不施加逆變器非線性誤差補(bǔ)償,則辨識(shí)結(jié)果誤差很大（漏感辨識(shí)值為負(fù)）；在逆變器非線性補(bǔ)償?shù)幕A(chǔ)上,辨識(shí)結(jié)果精度得到一定程度的改善,但是由于逆變器非線性本身存在補(bǔ)償精度的問(wèn)題,對(duì)應(yīng)參數(shù)辨識(shí)結(jié)果的精度會(huì)受到影響.相比較而言,本文提出的方法無(wú)需任何逆變器非線性誤差補(bǔ)償,取得了較好的參數(shù)辨識(shí)結(jié)果.上述參數(shù)辨識(shí)結(jié)果的精確度直接體現(xiàn)在加減載實(shí)驗(yàn)中速度估算精度上——本文方法與原始求解阻抗法（帶逆變器非線性補(bǔ)償）的參數(shù)辨識(shí)結(jié)果進(jìn)行對(duì)比.

圖7 整合優(yōu)化后的離線參數(shù)辨識(shí)流程圖Fig.7 Self-commissioning procedure flowchart with optimizations

該實(shí)驗(yàn)采用無(wú)速度傳感器矢量控制,利用傳統(tǒng)MRAS法作為主要速度估算手段,磁鏈觀測(cè)器為電壓電流組合模型［21］；開(kāi)關(guān)頻率設(shè)定為10 k Hz,死區(qū)時(shí)間為3μs,估算速度（實(shí)際控制速度）與真實(shí)速度（通過(guò)傳感器測(cè)量）之差Δωr作為衡量相關(guān)參數(shù)準(zhǔn)確性的標(biāo)準(zhǔn)量.圖8考察了該無(wú)速度傳感器控制系統(tǒng)分別基于本文提出方法和原始求解阻抗法（帶逆變器非線性補(bǔ)償）的參數(shù)預(yù)設(shè)定情況下的速度估算結(jié)果.圖中,n為轉(zhuǎn)速.可以看出,在低速（30 r／min）到額定轉(zhuǎn)速（1 420 r／min）的寬速度范圍內(nèi),本文提出方法的辨識(shí)結(jié)果保證了轉(zhuǎn)速估算誤差始終保持或接近零,這表明了離線“自整定”方案的有效性；原始求解阻抗法（帶逆變器非線性補(bǔ)償）的參數(shù)辨識(shí)結(jié)果導(dǎo)致速度估算存在一定誤差,尤其在帶載情況下.

圖8 無(wú)預(yù)設(shè)定估算參數(shù)誤差下的轉(zhuǎn)速誤差Fig.8 Experimental results ofΔωr with no initial parameter errors

為了進(jìn)一步考察利用本文方法得到的參數(shù)辨識(shí)結(jié)果的準(zhǔn)確性,設(shè)定相關(guān)參數(shù)（定轉(zhuǎn)子電阻、勵(lì)磁電感和定轉(zhuǎn)子漏感）分別在表1中本文方法估算結(jié)果的基礎(chǔ)上變化±20%；然后觀察對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)速估算誤差Δωr的變化情況.由圖9的一系列估算結(jié)果可以看出,定子電阻存在初始誤差后,會(huì)對(duì)極低速下的速度估算結(jié)果產(chǎn)生影響,但在高速運(yùn)行時(shí),影響不大.原因是定子電阻壓降在低速下接近定子反電勢(shì),故定子電阻誤差對(duì)系統(tǒng)會(huì)產(chǎn)生影響,而在高速下,定子電阻壓降可以忽略.

圖9（b）顯示轉(zhuǎn)子電阻預(yù)設(shè)定誤差在全速度范圍內(nèi)對(duì)速度估算誤差有恒定的影響,且只要預(yù)設(shè)轉(zhuǎn)子電阻偏離辨識(shí)值就會(huì)產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的速度估算誤差.圖9（c）顯示勵(lì)磁電感對(duì)速度估算的影響剛好與轉(zhuǎn)子電阻相反,這是由于速度估算主要由轉(zhuǎn)子時(shí)間常數(shù)決定,而該時(shí)間常數(shù)是轉(zhuǎn)子電阻與轉(zhuǎn)子電感（主要成分為勵(lì)磁電感）的比值.對(duì)于漏感誤差,由于漏感在全電感中所占的比例極小,圖9（d）顯示漏感誤差在額定速度以下對(duì)速度估算只有很小的影響（＜3 r／min）.

4 結(jié) 語(yǔ)

圖9 電機(jī)參數(shù)誤差下的轉(zhuǎn)速誤差Fig.9 Speed error caused by parameter identification errors

本文提出基于直流偏置正弦激勵(lì)算法的離線參數(shù)辨識(shí)“自整定”方案,有效解決了逆變器非線性誤差對(duì)辨識(shí)過(guò)程的影響,并整合優(yōu)化出一套實(shí)用的參數(shù)辨識(shí)程序應(yīng)用在通用變頻系統(tǒng)平臺(tái)上.實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示了該方案良好的實(shí)用性,并為后續(xù)磁鏈觀測(cè)器、在線參數(shù)辨識(shí)和高性能控制算法的研究打下基礎(chǔ).進(jìn)一步的研究方向是探討如何提高異步電機(jī)在線參數(shù)辨識(shí)精度.

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Self-commissioning algorithm for induction machine based on direct current biased excitation

WANG Kai,YAO Wen-xi,LV Zheng-yu
（College of Electrical Engineering,Zhejiang University,Hangzhou 310027,China）

A direct current biased excitation based method was proposed to obtain the parameters of induction motor（IM）aiming at the problem that the inverter non linear characteristic always has a big effect on the induction motor（IM）parameter identification results with rotor at standstill.The inverter nonlinear effect on the offline identification of stator and rotor resistances and leakage inductances was eliminated while keeping the IM at standstill.The ever existing offline parameter identification methods were optimized to propose a series of self-commissioning procedure based on the inverter-motor system.Both simulation and experimental results showed the validity and effectiveness of the proposed method in the industrial applications.

induction machine；offline parameter identification；self-commissioning；inverter nonlinear characteristic；direct current biased excitation

10.3785／j.issn.1008-973X.2015.07.025

TM 301

A

1008- 973X（2015）07- 1382- 07

2014- 05- 16. 浙江大學(xué)學(xué)報(bào)(工學(xué)版)網(wǎng)址：www.journals.zju.edu.cn／eng

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51177148）；浙江省重點(diǎn)科技創(chuàng)新團(tuán)隊(duì)資助項(xiàng)目（2010R50021）.

王凱（1986－）,男,博士生,從事無(wú)速度傳感器變頻驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的研究.ORCID：0000-0001-5173-8978.

E-mail：wang_kai101＠163.com

姚文熙,男,副教授.E-mail：ywxi＠zju.edu.cn