Ka頻段上變頻器的設(shè)計與實現(xiàn)

王啟，陳小忠（廣州海格通信集團股份有限公司，廣州 510663）

Ka頻段上變頻器的設(shè)計與實現(xiàn)

王啟，陳小忠
（廣州海格通信集團股份有限公司，廣州 510663）

0　引言

近年來，衛(wèi)星通信應(yīng)用Ka波段的情況越來越多，表現(xiàn)出了通信衛(wèi)星新的發(fā)展趨勢。著名的國際太空咨詢機構(gòu)Euroconsult在其最近的《衛(wèi)星通信與廣播市場觀察》（第16版）中指出：“2018年，Ka波段需求將占衛(wèi)星容量總需求的18%，主要采用Ku和C波段的軍事衛(wèi)星通信也將被推向Ka波段。”在通信衛(wèi)星中采用Ka波段，可以獲得較寬的工作頻帶，增加通信容量，同時還可以實現(xiàn)較窄的波束，從而獲得高的EIRP值，減小地面終端天線尺寸。而且，相對于已經(jīng)十分擁擠的C、Ku波段，Ka波段的干擾較小，便于衛(wèi)星的軌道位置和頻率關(guān)系的協(xié)調(diào)。而元器件以及工藝水平的提高，也對Ka波段的發(fā)展起到了一定的加速作用。因此，Ka頻段上變頻器的研究與實現(xiàn)對于國內(nèi)Ka頻段衛(wèi)星通信具有重要意義。

1　上變頻器的設(shè)計目標與實現(xiàn)方案

1.1設(shè)計目標

Ka頻段上變頻器實現(xiàn)中頻到Ka頻段射頻的頻譜搬移，衛(wèi)星通信要求Ka頻段上變頻器的性能如下：

輸入頻率：1.5GHz～3.5GHz

輸出頻率：28.5GHz～30.5GHz

頻譜特性：不倒置；

雜散輸出：≤-53ddBc（帶內(nèi)）

≤-63dBc（帶外）

相位噪聲：≤-64dBc/Hz（100Hz）

≤-74dBc/Hz（1kHz）

≤-84dBc/Hz（10kHz）

≤-94dBc/Hz（100kHz）

1.2實現(xiàn)方案

為實現(xiàn)上述設(shè)計目標，本設(shè)備采取一次變頻方案，原理框圖如圖1所示。

中頻及混頻電路實現(xiàn)中頻電路的放大、濾波以及中頻與本振的混頻，中頻電路包括兩級溫補衰減電路、兩級中頻放大電路和一級中頻濾波電路。其中，溫補衰減器用于改善由于溫度變化引起的發(fā)射通道總增益的波動，中頻放大（IFA）電路采用兩級放大，每一級放大電路的增益約為11dB；中頻濾波電路為一微帶低通濾波器（LPF），主要是為了濾除中頻信號的諧波分量，保證混頻前中頻信號的純度。

本振電路采用整數(shù)分頻鎖相環(huán)技術(shù)，通過低相噪頻率合成器技術(shù)使得設(shè)備的相位噪聲滿足設(shè)計目標。

射頻電路包括射頻放大、射頻濾波以及微帶/波導(dǎo)過度電路，其中，射頻放大電路包括兩級驅(qū)動放大和一級功率放大，射頻濾波由三級帶通濾波器構(gòu)成，一方面保證雜散指標，另一方面進行收阻濾波，保證發(fā)射機的接收頻段的噪聲不對接收機造成影響；微帶/波導(dǎo)過渡電路實現(xiàn)電磁波從介質(zhì)向波導(dǎo)的過渡。

圖1　Ka頻段上變頻器原理框圖

圖2　本振電路原理框圖

2　關(guān)鍵電路的設(shè)計

2.1本振電路

（1）本振頻率的選擇

對于本上變頻器，輸入頻率為中頻，輸出頻率為Ka頻段射頻，我們可以通過加法或減法兩種方法實現(xiàn)S中頻到Ka的頻譜搬移。

①加法

即這種情況的本振頻率為27GHz。此時的頻譜是不倒置的，輸入1.5GHz時輸出28.5GHz，輸入3.5GHz時輸出30.5GHz。

②減法

此時分別取fRF和fIF的中心頻點進行運算，即：

即這種情況的本振頻率為32GHz。

以上兩種方法均能實現(xiàn)頻譜搬移，但是方法②的頻譜特性是倒置的（輸入1.5GHz的時候輸出30.5GHz，輸入3.5GHz的時候輸出28.5GHz），不滿足設(shè)計要求，因此我們選擇方法①。

（2）本振頻率的實現(xiàn)

通過上面的運算可知，該上變頻器的本振頻率為27GHz。通常這么高的頻率往往無法直接通過鎖相環(huán)（PLL）來實現(xiàn)，通常通過鎖相環(huán)實現(xiàn)較低的頻率，再利用器件的非線性倍頻特性來實現(xiàn)較高的本振頻率。由于目前的VCO頻率普遍低于10GHz，故在鎖相環(huán)部分產(chǎn)生6.75GHz的信號，然后再利用放大器的非線性將其4倍頻至27GHz。本振電路的原理框圖如圖2所示。

由于本振輸出為點頻，故采用整數(shù)分頻方案以提高輸出信號的相位噪聲（保持相同的鑒相頻率）。對于帶內(nèi)的相位噪聲，其噪聲的來源主要是鑒相器、參考時鐘以及環(huán)路濾波器（在微波頻段，環(huán)路濾波器的影響不容忽視）。對于帶外的相位噪聲，噪聲來源主要是VCO。對于過渡帶，鑒相器、參考時鐘、環(huán)路濾波器和VCO均是噪聲源頭。

由鎖相環(huán)的原理，我們可以通過公式（1）推導(dǎo)出鑒相芯片引入的帶內(nèi)平坦噪聲，通過公式（2）推導(dǎo)出鑒相芯片引入的帶內(nèi)1/f噪聲（閃爍噪聲），通過公式（3）推導(dǎo)由參考時鐘引入的相位噪聲。最終任一頻率偏移處的相位噪聲表現(xiàn)為三者的疊加。

鑒相芯片的基底噪聲為-223dBc/Hz，鑒相頻率取50MHz，N為135，通過公式（1）計算出帶內(nèi)平坦相位噪聲為-103.4dBc/Hz。

鑒相芯片的1/f噪聲為-122dBc/Hz（1GHz，偏離10kHz），通過公式（2）計算1kHz偏移處的相位噪聲為-103.7dBc/Hz。

參考時鐘的相位噪聲為-152dBc/Hz（1kHz），通過公式（3）計算參考時鐘引入的相位噪聲-95.4dBc/Hz。

將以上三方面的相位噪聲進行疊加可得綜合的相位噪聲-94.2dBc/Hz。

由于鎖相環(huán)輸出的頻率還要通過4倍頻得到本振頻率27GHz，其相位噪聲的惡化按照公式（4）進行計算，可得到27GHz偏離1KHz的相位噪聲為-82.2dBc/ Hz?？紤]到環(huán)路濾波器還會引入一部分相噪，而且倍頻器件也會引入一定的噪聲，最終的相位噪聲還會有所下降，但能夠滿足指標要求。

用同樣的方法可以分別計算偏離100Hz處的相位噪聲。

根據(jù)鎖相環(huán)原理，環(huán)路對于鑒相芯片、參考時鐘、環(huán)路濾波器等呈現(xiàn)低通特性，而對VCO呈現(xiàn)高通特性，因此環(huán)路帶寬以外的相位噪聲主要取決于VCO自身的相位噪聲。

VCO在10KHz和100kHz處的相位噪聲分別為-101dBc/Hz和-119dBc/Hz，按照公式（4），其倍頻后的相噪分別為-89dBc/Hz和-107dBc/Hz。

圖3　設(shè)計方案框圖

顯然，為了使得各個頻率偏移點的相位噪聲均滿足要求，環(huán)路帶寬最好設(shè)置在1kHz與10kHz之間，使得100Hz和1kHz位于帶內(nèi)，而10kHz和100kHz位于帶外。經(jīng)過實際實驗，環(huán)路帶寬設(shè)置為5kHz，相位裕度為50°時，鎖相環(huán)能夠達到較好的性能。

關(guān)于鎖相環(huán)的雜散，由于是整數(shù)分頻，故主要雜散為鑒相雜散，即偏離載波50MHz的整數(shù)倍處的雜散，對于這類雜散，環(huán)路濾波器可以較好的濾除。

另有一種雜散需要引起重視——VCO引起的雜散。對于該方案，VCO的輸出頻率為6.75GHz，實際往往是VCO通過內(nèi)部倍頻得到的，即VCO的基頻為3.375GHz。這樣，鎖相環(huán)輸出的頻率除了6.75GHz，還有3.375GHz的整數(shù)倍頻率，尤其以3.375GHz自身的影響最大。如果該信號不加以處理，最終會在本振頻率偏移3.375GHz處出現(xiàn)雜散。對于這種雜散，解決方法是在VCO的輸出處加上一個LTCC的高通濾波器。

2.2中頻電路

（1）中頻電路方案

中頻及混頻電路實現(xiàn)中頻電路的放大、濾波以及中頻與本振的混頻，同時該電路還要盡可能避免產(chǎn)生或削弱雜散信號。

中頻電路包括兩級溫補衰減電路、兩級中頻放大電路、一級中頻濾波電路和三級幅度均衡電路。其中，溫補衰減器用于改善由于溫度變化引起的發(fā)射通道總增益的波動；中頻放大（IFA）電路采用兩級放大；中頻濾波電路為一微帶低通濾波器（LPF），主要是為了濾除中頻信號的諧波分量，保證混頻前中頻信號的純度。幅度均衡電路用以優(yōu)化整個上變頻器的幅頻特性，中頻及混頻電路原理框圖如圖3所示。

（2）幅度均衡網(wǎng)絡(luò)

射頻設(shè)備作為衛(wèi)星通信中的重要傳輸設(shè)備，除了完成信號的頻率變化、功率放大等功能外，還應(yīng)保證信號的無畸變傳輸。在射頻設(shè)備中擁有大量的混頻器、濾波器、放大器等元器件，這些元器件對信號的幅度、相位進行處理選擇，對信號引起了不同程度上的畸變。

要想實現(xiàn)信號的無畸變傳輸，實際的系統(tǒng)很難滿足以上要求，相位/頻率發(fā)生畸變時，需要采用全通網(wǎng)絡(luò)進行補償，幅度/頻率畸變需要采用幅度均衡網(wǎng)絡(luò)進行補償。本文對幅度/頻率的畸變進行研究，幅度均衡的原理就是利用諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生補償曲線。

如果使已經(jīng)發(fā)生幅度畸變的信號經(jīng)過某一特殊網(wǎng)絡(luò)，而該特殊網(wǎng)絡(luò)的幅度/頻率特性與傳輸網(wǎng)絡(luò)的幅度/頻率特性相反，這樣就可以對傳輸網(wǎng)絡(luò)的畸變進行有效的補償，使得信號在工作頻段內(nèi)實現(xiàn)無畸變傳輸（或減小信號畸變程度），該特殊網(wǎng)絡(luò)就被稱為均衡網(wǎng)絡(luò)。

傳輸網(wǎng)絡(luò)的幅度/頻率特性可以系統(tǒng)增益波動來表示。系統(tǒng)增益在工作帶內(nèi)不是固定常數(shù)，增益隨著工作頻率的變化而發(fā)生改變。一般呈現(xiàn)的高端、低端頻率兩端增益較低，中心頻點附近頻率增益較高的特性，如圖4所示。

圖4　常見增益特性

在輸入相同功率的寬帶信號時，若系統(tǒng)增益呈現(xiàn)以上趨勢，則會造成工作頻段內(nèi)各點的輸出功率不一致，嚴重時使得某段頻率范圍內(nèi)出現(xiàn)過飽和的狀態(tài)，出現(xiàn)信號失真，影響系統(tǒng)的正常運行。為了解決以上問題，需要增加幅度均衡電路，用來補償以上曲線特性。均衡網(wǎng)絡(luò)的工作原理是在傳輸網(wǎng)絡(luò)中串聯(lián)增加與原傳輸網(wǎng)絡(luò)幅度/頻率特性相反的均衡網(wǎng)絡(luò)，兩者的特性之和滿足一個常數(shù)的條件，校正了信號的幅度畸變。

這就要求幅度均衡電路具有如下的變化趨勢，見圖5所示。

圖5　補償曲線

幅度均衡電路與原系統(tǒng)串聯(lián)使用，最終達到圖6所示效果。圖中所示的是理想效果，在實際系統(tǒng)中不可能完全補償以上曲線，只能部分補償曲線特性，最終使得補償后的曲線能夠滿足系統(tǒng)要求。

圖6　補償后的增益曲線

應(yīng)用最簡單的L、C、R元器件組成的諧振電路即可實現(xiàn)圖4所示的均衡效果，具體電路及特性曲線見圖7和圖8。圖7中電感及電容的共同作用確定電路的諧振頻率，電阻的大小可用來調(diào)節(jié)諧振的幅度。適當選擇元件大小，可以實現(xiàn)對圖4常見系統(tǒng)增益特性曲線的補償。

圖7　R、L、C元件組成的均衡電路

圖8　均衡電路仿真結(jié)果

2.3微帶濾波器

對于Ka頻段上變頻器這樣一個微波單元，微帶濾波器是一類不容忽視的無源器件，其能夠?qū)崿F(xiàn)中頻濾波、本振濾波和射頻濾波器，可以說貫穿于整個上變頻器，因此微帶濾波器的設(shè)計與實現(xiàn)對于上變頻器性能的保證起著至關(guān)重要的作用。

常用的微帶濾波器主要有：平行耦合濾波器、發(fā)夾型濾波器和交指濾波器三種。

圖9　平行耦合濾波器典型結(jié)構(gòu)

圖10　發(fā)夾濾波器典型結(jié)構(gòu)

平行耦合濾波器通過調(diào)節(jié)線寬和間距就能得到較大的耦合系數(shù)，設(shè)計簡單。發(fā)夾型濾波器，常用于濾波器小型化。交指濾波器結(jié)構(gòu)更加緊湊。三種濾波器的對比見表1。

圖11　交指濾波器典型結(jié)構(gòu)

表1　三種常用微帶濾波器的特點

對于Ka射頻濾波器，若采用發(fā)夾型濾波器，通過仿真得出耦合線最小間距約為0.1mm，這對加工提出了很高的要求，因此選擇平行耦合濾波器。

利用ADS進行原理仿真，并進行自動優(yōu)化，得到濾波器的參數(shù)，如圖12所示。

圖12　Ka頻段平行耦合濾波器原理圖

在HFSS中進行模型仿真，經(jīng)過反復(fù)調(diào)試，仿真模型如圖13所示，仿真結(jié)果如圖14所示。

圖13　Ka頻段濾波器HFSS模型

圖14　Ka頻段濾波器HFSS仿真結(jié)果

對于中頻信號的濾波及鎖相環(huán)的輸出濾波，由于頻率相對較低，采用平行耦合濾波器將會占用較大面積，故采用交指濾波器或發(fā)夾型濾波器，其設(shè)計方法同上述的平行耦合濾波器類似。

3　結(jié)語

根據(jù)本方案設(shè)計的Ka頻段上變頻器，性能指標全面滿足要求，經(jīng)過各項試驗驗證，滿足衛(wèi)星通信地球站上行鏈路的需求。Ka頻段上變頻器的研制成功對于取代國外同類產(chǎn)品、實現(xiàn)關(guān)鍵設(shè)備的國產(chǎn)化具有重要意義。

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［5］李蓉．微帶濾波器的設(shè)計與仿真：工程碩士學位論文.成都：電子科技大學，2007．

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Satellite Communication；Ka-Band；Up-Converter；Spurious；Phase Noise；Amplitude-Frequency Characteristics

Design and Implementation of Ka-Band Up-Converer

WANG Qi，CHEN Xiao-zhong
（Guangzhou Haige Communications Group Limited by Share Ltd.，Guangzhou 510663）

1007-1423（2015）23-0071-06

10.3969/j.issn.1007-1423.2015.23.018

2015-06-25

2015-08-10

闡述了一種Ka頻段衛(wèi)星通信上變頻器的實現(xiàn)方案，采用一次變頻方案將中頻信號上變頻至Ka頻段射頻信號，在實現(xiàn)一定增益的同時能夠保證設(shè)備的雜散、相位噪聲以及幅頻特性等指標。該設(shè)計方法與調(diào)試技巧能夠廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星通信地球站的上行鏈路。

衛(wèi)星通信；Ka頻段；上變頻器；雜散；相位噪聲；幅頻特性

王啟，男，碩士，研究方向為衛(wèi)星通信，射頻技術(shù)等

陳小忠，男，本科，研究方向為衛(wèi)星通信，射頻技術(shù)等

Describes an achievement to design a kind of Ka-band up-converter，which converts S-band IF signal to Ka-band RF signal by once frequency conversion.The some gain can be achieved as well as the output spurious，phase noise and amplitude-frequency characteristics.The design and debug method can be used in up-link of satellite communications.