ZVS隔離型高增益DC/DC變換器

邾玢鑫，程 杉，譚 超

（三峽大學(xué) 電氣與新能源學(xué)院，湖北 宜昌 443002）

0 引言

隨著環(huán)境問題和能源危機的加劇，近年來新型清潔能源在世界范圍內(nèi)得到了快速的發(fā)展［1-4］。但如燃料電池、光伏電池板等新型能源的輸出電壓均較低，且輸出電壓也不規(guī)范。因此在其輸出端口需要一個具備高升壓能力的變換器，一方面將較低的電壓升高到合適可用的電壓等級，另一方面將不穩(wěn)定的輸出電壓轉(zhuǎn)化為穩(wěn)定可靠的輸出電壓［5-7］。在一些對安全性要求較高的場合，如電動汽車或家庭式光伏發(fā)電中，利用高頻變壓器實現(xiàn)輸入輸出電氣隔離也是必不可少的一部分［8-9］?？傮w而言，在該類應(yīng)用場合中，高效、高可靠性以及高功率密度的隔離型高增益升壓變換器已經(jīng)成為一個研究熱點［10-21］。

隔離型DC/DC變換器按照其變壓器輸入端電能輸入形式可以分為電壓輸入型和電流輸入型。不考慮變壓器變比時，電壓輸入型具有降壓、輸入電流斷續(xù)等工作特點。在高增益應(yīng)用場合中，將進一步增加變壓器原副邊匝數(shù)比，此外由燃料電池和光伏電池的輸出特性可知，采用該類型的變換器時，還需要較大體積的LC濾波器以保證電池輸出電流的連續(xù)平滑，這無疑會給變換器的功率密度、成本以及效率帶來不利的影響。因此在該類型的高增益變換場合中，采用電流輸入型更有優(yōu)勢。常見的電流輸入型拓撲可以歸結(jié)為橋式、推挽式以及L式3種類型［10-11］。相比較而言，L式具備開關(guān)導(dǎo)通損耗小、變壓器利用率高以及輸入電流紋波小等優(yōu)點，更適合于低壓大電流輸入的應(yīng)用場合［12］。

為了在避免較高變壓器匝比的情況下提高隔離型變換器的輸入輸出增益，文獻［12-16］通過采用多個變壓器及相應(yīng)的整流電路，將多個變壓器的輸入端各自并聯(lián)輸入多個電流源，而次級的整流電路輸出端串聯(lián)在一起工作，得到的最終輸出電壓為各路整流輸出電壓之和，這顯然可以獲得較高的輸入輸出增益比。該方法的優(yōu)點在于不僅可以有效提高輸入輸出增益，而且可以有效降低器件的電壓、電流應(yīng)力，以及開關(guān)損耗和電路的導(dǎo)通損耗；缺點在于使用過多器件會降低電路的整體可靠性，且控制及驅(qū)動電路的設(shè)計也較為復(fù)雜。文獻［17-19］通過提高后級整流電路的增益來獲得較高的輸入輸出比。與前一種方法相比，該方法具有元器件少、電路結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點，近年來所受關(guān)注也較多。文獻［17-18］通過采用倍壓整流電路獲得了2倍的電壓增益，但其所增加的增益倍數(shù)有限，且整流濾波電路中所用二極管的電壓應(yīng)力并未降低。文獻［19］在傳統(tǒng)倍壓整流電路上，提出了一種4倍壓整流電路，其進一步增加了輸入輸出增益比，且有效降低了二極管的電壓應(yīng)力，較適合于要求輸入輸出隔離的高增益應(yīng)用場合。

前述方案雖然提出了多種具備高增益升壓能力的整流電路，但其增益倍數(shù)均是固定不變的。文獻［20］提出一種基于 DCM（Diode-Capacitor Multiplier）單元實現(xiàn)的非隔離型高增益DC/DC變換器，其輸入輸出增益可以通過設(shè)定DCM單元數(shù)來調(diào)節(jié)。本文進一步將該增益單元與L式電流輸入型拓撲相結(jié)合，提出了一種ZVS隔離型高增益DC/DC變換器。文中以含有3個DCM單元的變換器為例，分別闡述其工作原理及性能特點，在此基礎(chǔ)上討論了變換器中關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計，并制作了一臺輸出功率為200 W的實驗樣機，對所述理論分析進行了實驗驗證。

1 工作原理

本文所提ZVS隔離型高增益DC/DC變換器拓撲如圖1所示。圖2為含有3個DCM單元的變換器拓撲。為簡化其分析過程，下面均假設(shè)：①電感電流iL1、iL2連續(xù)；②電容 Co、C1、C2、C3足夠大，其上電壓保持不變；③所有器件都是理想器件，不考慮寄生參數(shù)等的影響；④箝位電容與漏感間的諧振周期遠大于開關(guān)關(guān)斷時間，且忽略箝位電容上的電壓紋波；⑤有源開關(guān)VT1、VT2采用交錯控制策略，而且開關(guān)占空比D>0.5；⑥輔助開關(guān)VTc1、VTc2與各自支路的主開關(guān)互補導(dǎo)通，且主開關(guān)與相應(yīng)的輔助開關(guān)在切換時留有足夠的死區(qū)時間。

在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，變換器有21個等效工作電路，各狀態(tài)穩(wěn)態(tài)工作時的主要波形如圖3所示（圖中 D=0.7）。其中 DVT1、DVT2、DVTc1、DVTc2分別表示開關(guān) VT1、VT2、VTc1、VTc2的占空比波形。下面具體介紹變換器穩(wěn)態(tài)工作時的開關(guān)狀態(tài)。

（1）狀態(tài) 1（t0～t1）。該狀態(tài)中，主開關(guān) VT1、VT2均導(dǎo)通，電感電流iL1、iL2在輸入電源uin的激勵下線性上升；變壓器次級二極管 VD0、VD1、VD2、VD3均反向截止，輔助開關(guān) VTc1、VTc2均關(guān)斷，箝位電容 Cc1、Cc2上的電壓均保持不變，輸出濾波電容Co獨自向負載供電，輸出電壓uo下降。

（2）狀態(tài) 2（t1～t2）。在 t1時刻主開關(guān) VT2的驅(qū)動信號關(guān)斷，主開關(guān)VT1保持導(dǎo)通，電感電流iL1在輸入電源uin的激勵下繼續(xù)線性上升；電感電流iL2向開關(guān)VT2的漏源極電容CVT2充電，由于電容CVT2的存在，限制了開關(guān)VT2漏源極電壓的上升速度，可以有效降低開關(guān)VT2的關(guān)斷損耗；該過程持續(xù)到電容CVT2上的電壓上升至uo/（4N）結(jié)束，其中N為變壓器變比。

（3）狀態(tài) 3（t2～t3）。在 t2時刻開關(guān) VT2漏源極電容 CVT2上的電壓上升至 uo/（4N），二極管 VD1、VD3導(dǎo)通，漏感電流iLk開始上升，但由于漏感Lk的存在，iLk上升速度受限，因此二極管VD1、VD3實現(xiàn)了近似零電流導(dǎo)通。電感電流iL1繼續(xù)為電容CVT2充電，該過程持續(xù)到電容CVT2上的電壓上升至uCc2結(jié)束。由于電容CVT2非常小，所以從漏感電流開始上升到電容CVT2端電壓為uCc2的過程很短，因此在電路性能分析時可以忽略該過程的影響，認為漏感電流iLk上升的時刻與電容CVT2端電壓被電容Cc2箝位的時刻一致。

圖1 所提ZVS隔離型高增益DC/DC變換器拓撲Fig.1 Topology of proposed ZVS isolated high step-up DC/DC converter

圖2 含有3個DCM單元的電流輸入ZVS隔離型高增益DC/DC變換器拓撲Fig.2 Topology of current-fed ZVS isolated high step-up DC/DC converter with 3 DCM cells

圖3 靜態(tài)工作時一個開關(guān)周期Ts內(nèi)的主要波形Fig.3 Main waveforms within one switching period Ts in steady-state operation

（4）狀態(tài) 4（t3～t4）。在 t3時刻電容 CVT2端電壓上升至uCc2，輔助開關(guān)VTc2的體二極管導(dǎo)通，由于箝位電容Cc2相對電容CVT2來說很大，因此大部分電感電流iL2將流入箝位電容Cc2中，開關(guān)管VT2漏源極電壓被箝位在uCc2，且從此刻開始漏感Lk、箝位電容Cc2以及變壓器次級電容將會形成一個諧振電路，由于變壓器次級電容設(shè)計時足夠大，其電壓紋波可以忽略，因此在分析其諧振過程時可以等效為一個恒定的電壓源。這個諧振周期與漏感Lk和箝位電容Cc2的值有關(guān)（忽略電容CVT2的影響），且諧振周期必須足夠大，以保證電路的可靠工作［19］。該諧振過程會持續(xù)到t4時刻（輔助開關(guān)VTc2驅(qū)動信號到來）結(jié)束。

（5）狀態(tài) 5（t4～t5）。在 t4時刻輔助開關(guān) VTc2的驅(qū)動信號到來，因其體二極管已提前開通，故輔助開關(guān)VTc2實現(xiàn)零電壓開通；該狀態(tài)下漏感電流iLk近似線性上升，該過程持續(xù)到iLk上升至電感電流iL2時結(jié)束。

（6）狀態(tài) 6（t5～t6）。在 t5時刻漏感電流 iLk上升至電感電流iL2，箝位電容電壓uCc2停止上升并開始向漏感Lk進行放電，漏感電流iLk繼續(xù)上升，該過程持續(xù)到輔助開關(guān)VTc2關(guān)斷時結(jié)束。

（7）狀態(tài) 7（t6～t7）。在 t6時刻輔助開關(guān) VTc2的驅(qū)動信號關(guān)閉，電容CVT2的存在限制了開關(guān)VTc2端電壓的上升速率，可以有效降低開關(guān)VTc2的關(guān)斷損耗，之后箝位電容Cc2退出諧振電路，此時僅余開關(guān)VT2漏源極電容CVT2獨立向漏感Lk諧振放電，該狀態(tài)持續(xù)到電容CVT2上電壓下降至uo/（4N）結(jié)束。

（8）狀態(tài) 8（t7～t8）。在 t7時刻電容 CVT2上的電壓下降至uo/（4N），漏感Lk端電壓反向，漏感電流iLk達到最大值并于此刻開始下降，電容CVT2通過漏感Lk繼續(xù)放電，該過程持續(xù)到電容CVT2上的電壓下降至0。

（9）狀態(tài) 9（t8～t9）。在 t8時刻電容 CVT2上電壓下降至0，主開關(guān)VT2的體二極管導(dǎo)通，漏感Lk端電壓為 -uo/（4N），漏感電流iLk線性下降，電感電流 iL1、iL2在輸入電源uin的激勵下線性上升；該過程持續(xù)到主開關(guān)VT2的驅(qū)動信號開通時結(jié)束。

（10）狀態(tài) 10（t9～t10）。在 t9時刻主開關(guān) VT2的驅(qū)動信號開通，由于其體二極管已經(jīng)導(dǎo)通，主開關(guān)VT2實現(xiàn)了零電壓開通，漏感電流iLk繼續(xù)線性下降，該過程持續(xù)到漏感電流iLk下降至電感電流iL2時結(jié)束。

（11）狀態(tài) 11（t10～t11）。在 t10時刻漏感電流 iLk下降至電感電流iL2，主開關(guān)VT2的電流在此時反向，該過程持續(xù)到漏感電流iLk下降至0時結(jié)束。變壓器次級二極管VD1、VD3的電流也隨之下降至0。值得注意的是，受漏感電流iLk下降速率的控制，二極管VD1、VD3的電流下降速率也得到了有效控制，實現(xiàn)了近似零電流關(guān)斷，可以有效降低二極管的反向恢復(fù)損耗。在 t10時刻之后，次級二極管 VD0、VD1、VD2、VD3均反向截止，主開關(guān) VT1、VT2均導(dǎo)通，電感電流 iL1、iL2在輸入電源uin的激勵下線性上升，與狀態(tài)1一致。

主開關(guān)VT1、輔助開關(guān)VTc1的開關(guān)切換狀態(tài)與主開關(guān)VT2、輔助開關(guān)VTc2的開關(guān)切換狀態(tài)相似，在此不再贅述。

2 性能分析

根據(jù)上述4倍于普通L型升壓變換器的工作原理，下面對其進行性能分析，并將分析結(jié)果推廣到含有m個DCM升壓單元的L型升壓變換器中，以便根據(jù)輸入輸出參數(shù)進行設(shè)計。在以下分析過程中進行如下簡化：開關(guān)均采用交錯控制策略，且開關(guān)占空比D>0.5，并假定所有電感電流均連續(xù)，忽略寄生參數(shù)的影響及電容上的紋波。下面分別從輸入輸出增益、電壓和電流應(yīng)力及各相輸入電流間的關(guān)系方面進行性能分析。

2.1 輸入輸出增益

忽略漏感以及主開關(guān)與有源箝位開關(guān)之間死區(qū)時間的影響，由電感L1、L2的伏秒平衡可得：

化簡可得：

推廣到含有m個DCM升壓單元的L型升壓變換器中可得輸入輸出增益M為：

圖4所示為不同DCM單元數(shù)m及變壓器變比N下，輸入輸出增益M關(guān)于占空比D的函數(shù)?？梢娡ㄟ^增加DCM單元數(shù)和變壓器的匝比均可顯著提高變換器的輸入輸出增益。

圖4 輸入輸出增益與變壓器匝數(shù)比、DCM單元數(shù)及占空比之間的關(guān)系Fig.4 Curve of conversion ratio vs.duty cycle for different turn-ratios and DCM cell numbers

2.2 開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

忽略箝位電容上的電壓紋波、電感電流紋波（電感電流記為IL）以及主開關(guān)與有源箝位開關(guān)之間死區(qū)時間的影響，由前述分析可知，開關(guān)器件的電壓應(yīng)力即為箝位電容上的電壓峰值。因此此時僅需計算箝位電容上的電壓值即可。由電源輸入功率和變壓器輸入功率平衡可得（忽略中間損耗的影響）：

由于忽略了箝位電容上的電壓紋波以及主開關(guān)與有源箝位開關(guān)之間死區(qū)時間的影響，因此可以認為漏感電流iLk是線性上升的：

通過式（4）和式（5）可以解得：

將式（3）代入式（6）進行化簡可得：

可以看出箝位電容電壓由兩部分構(gòu)成：一部分是忽略漏感時理想狀態(tài)下的開關(guān)管的電壓應(yīng)力；另一部分和漏感大小直接相關(guān)，隨著漏感值的增加而增加。因此在保證電路正常工作時，漏感值應(yīng)越小越好。值得注意的是，由于箝位電容上電壓紋波的存在，實際開關(guān)管的電壓應(yīng)力要略高于式（6）計算的結(jié)果。推廣到含有m個DCM升壓單元的L型升壓變換器中可得箝位電容上電壓為：

定義二極管 VD0、VD1、VD2、VD3的電壓應(yīng)力 uvpVD0、uvpVD1、uvpVD2、uvpVD3，根據(jù)電路工作原理易知：

推廣到含有m個DCM升壓單元的L型升壓變換器中可得：

2.3 開關(guān)管及二極管的電流應(yīng)力

忽略漏感以及主開關(guān)與有源箝位開關(guān)之間死區(qū)時間的影響，忽略電感電流紋波，設(shè)它們的值分別為IL1和IL2。同樣忽略輸入電流iin的紋波，設(shè)其值為Iin。根據(jù)電容C3的安秒平衡可得：

由式（12）可知，電感電流實現(xiàn)了自動均流，無需采用任何有源均流策略。

設(shè)開關(guān)管電流iVT1、iVT2的平均值分別為IVT1和IVT2，二極管電流 iVD0、iVD1、iVD2、iVD3的平均值分別為IVD0、IVD1、IVD2、IVD3。根據(jù)變換器工作原理，流過開關(guān)管的電流平均值分別為：

由于正常工作時電容電流平均值為零（電容的安秒平衡），于是可得：

通過類似推導(dǎo)，對于含有m個DCM升壓單元的L型升壓變換器，當m是奇數(shù)時，電感電流及流過開關(guān)管和二極管的電流平均值分別為：

當m是偶數(shù)時，電感電流及流過開關(guān)管和二極管的電流平均值分別為：

通過上述分析可知，次級二極管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力均相等，開關(guān)管的電壓應(yīng)力一致，電流應(yīng)力在DCM單元m是奇數(shù)時一致，為偶數(shù)時近似一致。這意味著這些器件的損耗基本一致，有利于器件的選擇和散熱器設(shè)計。

3 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

在進行仿真和實驗之前，首先應(yīng)該設(shè)計出滿足變換器工作要求的電路參數(shù)，因此本節(jié)中對影響變換器工作性能的幾個關(guān)鍵參數(shù)進行設(shè)計指導(dǎo)。

3.1 變壓器變比

前級采用L型結(jié)構(gòu)，開關(guān)占空比需滿足D>0.5，在根據(jù)輸入輸出電壓變化范圍可以確定變壓器變比N（N=n2∶n1）的上限，另一方面變壓器變比直接關(guān)系到原邊反射電壓的大小，較小的原邊電壓可以獲得較小的開關(guān)電壓應(yīng)力。因此可通過設(shè)定最小的占空比D來確定變壓器變比，如式（26）所示。

其中，m為后級增益單元數(shù)。

3.2 漏感值

通過第2節(jié)的分析可知，漏感值與箝位電容上的電壓滿足式（8）。因此在不考慮其他因素的前提下，總是希望漏感值越小越好。但由第1節(jié)中的分析可以看出，漏感在輔助開關(guān)關(guān)斷之后必須保證足夠的能量去完成開關(guān)漏源極電容的放電，從而保證主開關(guān)的零電壓導(dǎo)通。因此可得式（27）。

3.3 箝位電容

漏感值確定之后，通過設(shè)定箝位電容的值可以設(shè)定箝位電容與變壓器漏感之間諧振工作的諧振周期；由變換器在開關(guān)管關(guān)斷之后的諧振工作過程不超過該諧振周期的一半可以得到式（28）［19］。

值得注意的是，諧振電容取較大值可進一步降低箝位電容上的電壓紋波，以降低開關(guān)器件上電壓應(yīng)力。通過前述理論分析可知，過大的箝位電容不會影響電路的其他性能，故可以式（28）為下限，考慮變換器的功率密度后選擇合適的箝位電容值。

4 實驗研究

為驗證前述理論分析的正確性和有效性，搭建了一臺實驗樣機，其參數(shù)如下：輸入電壓uin=24 V；輸出電壓uo=400V；最大輸出功率Po=200W；開關(guān)頻率fs=100kHz；有源開關(guān) VT1、VT2、VTc1、VTc2采用 IPP110N20N3G；二極管 VD0、VD1、VD2、VD3采用 STTH15L06；箝位電容Cc1=Cc2=10 μF；有源開關(guān)端電容 CVT1=CVT2=6.6 nF；增益單元電容C1=C2=2.5 μF；增益單元電容C3=5μF；輸出濾波電容 Co=20 μF；輸入電感 L1=L2=200 μH；實測漏感值 Lk=2.69 μH；變壓器變比 N=n2∶n1=12∶7。

實驗結(jié)果如圖 5所示，通過圖 5（a）—（d）可以看出所有開關(guān)均實現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，開關(guān)損耗得到了有效降低。同時圖 5（e）與圖 5（a）、（b）比較可見，主開關(guān)漏源極端電壓應(yīng)力被有效控制在箝位電容Cc1、Cc2的端電壓附近。最大電壓尖峰不超過90 V，箝位電路有效限制了由變壓器漏感引起的電壓尖峰。

圖5 實驗波形Fig.5 Experimental waveforms

從圖 5（f）、（g）可見變壓器次級二極管 VD0、VD1、VD2、VD3的電壓應(yīng)力均約為200 V，電流有效值相等，所有二極管均實現(xiàn)了零電流關(guān)斷，幾乎沒有反向恢復(fù)電流的存在。從圖5（h）可見電容C1、C2的端電壓uC1、uC2約為200 V，電容C3的端電壓uC3約為 100 V，與理論分析一致。

圖5 （i）為輸入電壓uin，輸出電壓uo及電感電流iL1、iL2的波形，理論分析中此時主開關(guān)占空比約為0.6；由圖 5（a）、（b）可知實際工作時主開關(guān)占空比約為0.65，與理論分析較為接近。

圖6所示為實測的樣機工作效率，其中最大工作效率約為95.2%，額定工作時效率約為93%。

圖6 效率曲線Fig.6 Curve of efficiency vs.load

表1 損耗分析Table 1 Power loss analysis

表1 是通過理論分析得到的額定工作時變換器的損耗分布，考慮到所有開關(guān)均實現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通且二極管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷，因此忽略了開關(guān)損耗和反向恢復(fù)損耗，同時為簡化分析過程，不考慮開關(guān)管的驅(qū)動損耗。顯然，主要損耗集中在開關(guān)管和二極管的導(dǎo)通損耗、電感的損耗以及變壓器的損耗上。理論分析得到的變換器額定工作效率為95.37%，與實際測量得到的93%相差較小。

5 結(jié)論

本文將L式電流輸入型拓撲與DCM單元相結(jié)合實現(xiàn)了一種具備軟開關(guān)能力的高增益隔離型DC/DC變換器，該變換器在實現(xiàn)高增益的同時，避免了DCM單元電壓調(diào)節(jié)能力差的問題，同時通過箝位電路限制了變壓器漏感導(dǎo)致的開關(guān)管電壓應(yīng)力尖峰，并實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通和二極管的零電流關(guān)斷。文中分析了變換器的工作原理并給出了關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計方法，理論分析和實驗結(jié)果均表明所提變換器較適合于需要輸入輸出隔離的高增益變換場合。