基于交錯(cuò)反激光伏微逆的無功與諧波補(bǔ)償

陳川瑞，牟龍華，朱國鋒

（同濟(jì)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，上海 201804）

0 引言

傳統(tǒng)能源的短缺與環(huán)境問題日益嚴(yán)峻，調(diào)整能源結(jié)構(gòu)與開發(fā)新能源勢在必行。以光伏發(fā)電為代表的分布式新能源作為可再生能源正逐漸被大量研究和推廣。并網(wǎng)逆變器作為光伏發(fā)電系統(tǒng)的核心部件，其結(jié)構(gòu)與控制策略對提高系統(tǒng)效率、改善入網(wǎng)電流品質(zhì)至關(guān)重要。目前光伏發(fā)電系統(tǒng)中最常見的集中型并網(wǎng)逆變器存在因局部陰影影響支路整體出力的問題，而微型逆變器以單個(gè)太陽能模塊為對象，在面板級實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)MPP（Maximum Power Point）的跟蹤，大幅提高了系統(tǒng)抗局部陰影的能力；而且其無母線的結(jié)構(gòu)形式降低了系統(tǒng)成本，提高了靈活性，逐漸被廣泛應(yīng)用于分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)中［1-5］。

文獻(xiàn)［6］對光伏發(fā)電系統(tǒng)中常規(guī)微型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行了詳細(xì)分析與闡述，反激式微型逆變器具有結(jié)構(gòu)簡單、電氣隔離、輸入電壓變化范圍大等優(yōu)勢。交錯(cuò)雙反激微型逆變器可以增加系統(tǒng)功率等級，減少各路開關(guān)管電流應(yīng)力和損耗，提高能量變換效率，減少電流紋波以提高入網(wǎng)電流的品質(zhì)［7-8］。

目前電力系統(tǒng)的電網(wǎng)和負(fù)荷發(fā)生了新的變化，大量非線性和沖擊性負(fù)載被推廣使用，所引起的諧波與無功電流對公共電網(wǎng)的污染日益嚴(yán)重［9-11］。常規(guī)處理裝置有有源濾波器、電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器等，但主要針對三相系統(tǒng)，且應(yīng)用成本較高，經(jīng)濟(jì)性較低。通常光伏并網(wǎng)發(fā)電裝置只能在白天工作，晚上離網(wǎng)，這種運(yùn)行模式下設(shè)備利用率低，且頻繁投切對電網(wǎng)穩(wěn)定性造成影響。如果能在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中加入電能質(zhì)量處理功能，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)向電網(wǎng)注入有功電流的同時(shí)能對負(fù)載無功與諧波電流進(jìn)行適度補(bǔ)償，就可以顯著提高光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的利用率。

在光伏并網(wǎng)發(fā)電的多功能應(yīng)用方面，文獻(xiàn)［12-14］和文獻(xiàn)［15-16］分別介紹了光伏微型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)和單相有源電力濾波器的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制策略；文獻(xiàn)［17］對光伏并網(wǎng)與無功補(bǔ)償統(tǒng)一控制策略進(jìn)行了研究，但并沒有提及諧波補(bǔ)償問題；文獻(xiàn)［18-22］提出了一種既能夠并網(wǎng)發(fā)電，又具備無功補(bǔ)償和諧波濾除功能的光伏并網(wǎng)及電能質(zhì)量控制系統(tǒng)。上述研究成果主要側(cè)重于集中式的光伏并網(wǎng)結(jié)構(gòu)，對于以光伏微型逆變器并網(wǎng)發(fā)電為供電方式的單相低壓供電網(wǎng)絡(luò)和微網(wǎng)系統(tǒng)并不適合。

本文暫不考慮系統(tǒng)的孤島效應(yīng)，設(shè)計(jì)了一種針對單塊太陽能電池板的交錯(cuò)雙反激微型逆變器，并在系統(tǒng)具有較高效率和輸出電流品質(zhì)的基礎(chǔ)上加入諧波濾除和無功補(bǔ)償?shù)墓δ堋?/p>

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

基于交錯(cuò)雙反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的光伏微型逆變器及無功諧波補(bǔ)償復(fù)合控制系統(tǒng)的控制原理如圖1所示。系統(tǒng)由單一光伏板、旁流二極管VDin、功率解耦電容Cin、交錯(cuò)雙反激變換器、工頻全橋極性變換電路及C-L濾波器組成。光伏組件端接入解耦大電容，為系統(tǒng)輸入端恒定功率與輸出端脈動(dòng)功率之間的功率解耦提供路徑。旁流二極管保證光伏組件正常工作，防止夜間反向電流。交錯(cuò)雙反激變換器由變壓器（T2/T1）、主開關(guān)管（VTpri1/VTpri2）、箝位開關(guān)管（VTclamp1/VTclamp2）、箝位電容（Cclamp1/Cclamp2）、二極管（VDsec1/VDsec2）組成。交錯(cuò)雙反激變換器通過SPWM波調(diào)制方式將光伏組件輸出的直流電變換為2倍電網(wǎng)頻率的正弦半波電流，再通過由開關(guān)管 VT1、VT2、VT3、VT4組成的工頻全橋極性變換電路轉(zhuǎn)換成與電網(wǎng)同頻率、同相位的交流電流，經(jīng)C－L濾波器注入并網(wǎng)。反激型高頻變壓器實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)光伏側(cè)與電網(wǎng)側(cè)的電氣隔離。

圖1 微型逆變器及無功諧波補(bǔ)償復(fù)合控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖Fig.1 Schematic diagram of micro-inverter and reactive and harmonic compensation system

系統(tǒng)最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT（Maximum Power Point Tracking）算法保證單塊光伏組件迅速工作在最大功率點(diǎn)，生成入網(wǎng)有功電流指令；無功與諧波檢測算法模塊獲取負(fù)載電流中的無功與諧波電流信號，計(jì)算補(bǔ)償電流指令；系統(tǒng)將上述2類電流指令合成統(tǒng)一控制交錯(cuò)雙反激變換器，實(shí)現(xiàn)了在同一光伏并網(wǎng)裝置上輸出有功電流的同時(shí)，也具有無功和諧波補(bǔ)償功能。

2 交錯(cuò)雙反激變換器工作原理

交錯(cuò)雙反激變換器工作于不連續(xù)導(dǎo)通模式DCM（Discontinuous Conduction Mode）下，其控制策略設(shè)計(jì)簡單、靈活性強(qiáng)，變壓器體積較小，且不存在二極管反向恢復(fù)問題，此時(shí)逆變器表現(xiàn)為電流源，不需要接入大的并網(wǎng)電抗［23］。以第一路反激變換器為例，其主要工作過程波形如圖2所示，對其三角波Utrig進(jìn)行180°相移即得到第二路反激變換器的載波信號。圖中為指令電流；Ud.pri1和Ud.clamp1分別為主開關(guān)管和箝位開關(guān)管的開斷信號；ipri1和isec1分別為變壓器T1原、副邊電流，Ipri1.peak和Isec1.peak為其電流峰值；uspri1為主開關(guān)管VTpri1源漏極之間的電壓，UTR為其正常工作額定電壓。

由反激變換器工作于DCM下的特性可知，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)變壓器原邊電流線性上升，副邊電流需要在下一個(gè)開關(guān)周期到來之前減小到零，根據(jù)變壓器磁通在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)連續(xù)的特點(diǎn)可得：

其中，uin和ugrid分別為變換器輸入端解耦電容上的電壓和電網(wǎng)電壓，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可視為恒定值；ton和toff_1分別為主開關(guān)管開通時(shí)間和主開關(guān)管關(guān)斷后變壓器副邊繞組電流下降到零的時(shí)間；N1和N2分別為變壓器原、副邊繞組匝數(shù)。

圖2 微型逆變器工作波形Fig.2 Operational waveforms of micro-inverter

定義變壓器升壓系數(shù)μ和匝比系數(shù)N為：

由式（1）—（3）可以保證系統(tǒng)全工作范圍內(nèi)都處于DCM下，即得到變換器在最小輸入電壓與最大電網(wǎng)電壓條件下主開關(guān)管工作的最大占空比Dmax：其中，toff為主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間。可知在最小輸入電壓和最大電網(wǎng)電壓處上式滿足，即可保證系統(tǒng)在整個(gè)工作范圍內(nèi)工作于DCM。

在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，主開關(guān)管VTpril導(dǎo)通時(shí)，反激變壓器T1原邊電流ipri1（t）線性增加。此時(shí)，副邊二極管VDsec1反向截止，輸出電容Cf向負(fù)載繼續(xù)提供電流。

其中，Lm1為變壓器T1的原邊激磁電感；Uin為開關(guān)周期內(nèi)系統(tǒng)的輸入電壓，可視為恒定值。

原邊開關(guān)管在導(dǎo)通結(jié)束時(shí)，該開關(guān)周期內(nèi)變壓器原邊電流達(dá)到峰值Ipri1.peak：

主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，存儲于激磁電感中的能量傳遞到二次側(cè)，副邊二極管VDsec1正向?qū)?，二次?cè)電流 isec1（t）線性減小：

其中，Ugrid為開關(guān)周期內(nèi)的電網(wǎng)電壓，可視為恒定值；Ls1為變壓器T1的二次側(cè)繞組電感；Isec1.peak為該開關(guān)周期內(nèi)變壓器副邊繞組的峰值電流，其與原邊峰值電流滿足式（8）的關(guān)系。

副邊電流下降時(shí)間toff_1由式（7）計(jì)算得：

副邊繞組開關(guān)周期內(nèi)平均電流Isec1表示為：

將式（6）、（8）、（9）代入式（10）中可以得到副邊平均電流與占空比D的關(guān)系：

反激變換器增加箝位開關(guān)VTclamp1與箝位電容Cclamp1構(gòu)成有源箝位電路，降低主開關(guān)管VTpri1上由于變壓器T1一次側(cè)漏感Lk1和主開關(guān)管輸出電容Ccoss1之間諧振引起的尖峰電壓uspike1。主開關(guān)管VTpri1源漏極之間的電壓uspri1為輸入電壓uin、輸出電壓ugrid折算到一次側(cè)原邊的電壓ugirdN和尖峰電壓uspike1之和［24］，由式（12）確定：

3 系統(tǒng)控制策略

3.1 系統(tǒng)整體控制策略

系統(tǒng)整體控制策略如圖3所示，由MPPT、無功與諧波電流檢測、輸出電流跟蹤、正弦脈寬調(diào)制（SPWM）等模塊組成。MPPT采用變步長觀察擾動(dòng)算法，使單塊光伏組件以最快速度工作在最大功率點(diǎn)，獲取光伏組件最大功率輸出時(shí)的有功直流指令鎖相環(huán)（PLL）用以檢測電網(wǎng)電壓相角、幅值和頻率。有功直流指令與PLL輸出相位信號合成并網(wǎng)有功電流指令無功與諧波電流檢測模塊獲取負(fù)載電流iload的無功與諧波電流指令有功電流指令與無功諧波電流指令合成系統(tǒng)輸出電流指令i*ref，經(jīng)比例-積分（PI）控制環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)對輸出電流iac快速跟蹤，產(chǎn)生2路反激變換器主開關(guān)管（VTpri1/VTpri2）和有源箝位開關(guān)管（VTclamp1/VTclamp2）的控制信號。同時(shí)，根據(jù)PLL相位信號觸發(fā)工頻全橋極性變換電路上下橋臂開關(guān)管帶互補(bǔ)時(shí)間導(dǎo)通，將變換器輸出的電流注入電網(wǎng)。

圖3 系統(tǒng)控制策略Fig.3 Block diagram of system control strategy

3.2 有功電流指令獲取

基于變步長擾動(dòng)觀察 VS-P&O（Variable Step Perturbation and Observation）的MPPT算法用于獲取系統(tǒng)向電網(wǎng)注入有功功率的電流指令系統(tǒng)啟動(dòng)初期，采樣光伏開路電壓，并乘以經(jīng)驗(yàn)比例值獲取啟動(dòng)基準(zhǔn)，加快開機(jī)速度；當(dāng)光伏組件光照或溫度變化較大時(shí)，系統(tǒng)加大擾動(dòng)步長，快速跟蹤外界環(huán)境變化，提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度；當(dāng)光伏組件工作接近于最大功率點(diǎn)時(shí)，減少擾動(dòng)步長以降低功率跟蹤振蕩，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性［25］。MPPT算法獲取系統(tǒng)工作參考值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器生成穩(wěn)定的有功直流參考信號結(jié)合PLL獲取的電網(wǎng)相位信號得到系統(tǒng)輸出有功功率的電流指令信號

3.3 無功與諧波檢測算法

傳統(tǒng)單相電路無功與諧波電流檢測方法是以三相電路瞬時(shí)功率理論為依據(jù)，對單相電流移相構(gòu)建虛擬三相電流，通過p-q法或ip-iq法演算求得三相無功與諧波電流，最后變換為單相無功與諧波電流。這種算法結(jié)構(gòu)復(fù)雜，實(shí)時(shí)性較差，且計(jì)算量大，對控制器有較高的運(yùn)算要求。本文在三相瞬時(shí)功率理論的基礎(chǔ)上提出一種基于單相電路瞬時(shí)功率理論的無功與諧波電流檢測算法［26-27］。

負(fù)載電流 iload（t）可以表示為：

對基波電流進(jìn)行分解可得：

其中，i1p（t）和 i1q（t）分別為基波有功電流和無功電流；ih（t）為諧波電流；I1和 In分別為基波電流和 n次諧波電流的幅值；φ1和φn分別為基波電流和n次諧波電流的相位。

對電流iload（t）時(shí)延T/4工頻周期單位，相當(dāng)于基波電流相移π/2，再對其進(jìn)行如下變換：

式（17）中存在一個(gè)直流分量和3次以上的諧波分量，采用截止頻率低于3倍基波頻率的低通濾波器（LPF）提取單相電流中的基波有功電流分量，乘以PLL 相位信號 sin（ωt），即可得瞬時(shí)基波有功電流 i1p（t）。

算法框圖如圖4所示，其中PLL用以產(chǎn)生與電網(wǎng)電壓信號同相位的正弦信號；LPF用以獲取電流分量中的基波有功與無功電流幅值；K為基波無功電流開關(guān)，K斷開時(shí)同時(shí)檢測無功與諧波電流，K閉合時(shí)只檢測諧波電流。電流iload（t）減去基波有功電流i1p（t）即可獲取需要補(bǔ)償?shù)碾娏髦噶钔砜梢运愕盟矔r(shí)基波無功電流i1q（t）。

圖4 單相無功與諧波電流計(jì)算框圖Fig.4 Block diagram of single-phase reactive and harmonic current calculation

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

針對本文所提出的光伏微型逆變器及電能質(zhì)量控制系統(tǒng)，為了驗(yàn)證其理論的正確性，利用PSIM對其進(jìn)行仿真與分析。仿真系統(tǒng)模型結(jié)構(gòu)如圖1所示，微型逆變器電路設(shè)計(jì)關(guān)鍵參數(shù)如下：額定變換功率200 W，輸入電壓25～48 V，輸出電壓幅值311 V，輸出電壓頻率50Hz，開關(guān)頻率50kHz，輸入解耦電容12 mF，變壓器激磁電感 48 μH，變壓器漏感 0.12 μH，輸出濾波電感3 mH，輸出濾波電容0.05 μF，變壓器匝比6，箝位電容8 μF。負(fù)載采用單相整流橋。

圖5為系統(tǒng)正常并網(wǎng)下的仿真波形。系統(tǒng)只向電網(wǎng)注入有功功率，交錯(cuò)反激變壓器T1/T2的原副邊電流ipri1/ipri2和isec1/isec2呈正弦半波包絡(luò)線，通過工頻全橋極性變換電路和C-L濾波器向電網(wǎng)注入正弦電流iac，其功率因數(shù)為1。若取開關(guān)管輸出電容Ccoss為300 pF，由式（12）所得 uspri1/uspri2幅值為 147.2 V。

圖5 系統(tǒng)并網(wǎng)仿真波形Fig.5 Simulative waveforms of system grid-connection

圖6為系統(tǒng)在開關(guān)周期內(nèi)的仿真波形。主開關(guān)管VTpri1/VTpri2開通時(shí)變壓器T1/T2原邊電流ipri1/ipri2由式（5）確定，線性增加；關(guān)斷時(shí)副邊電流isec1/isec2由式（7）確定，線性減小。在下一個(gè)開通周期來臨之前，有源箝位開關(guān)管VTclamp1/VTclamp2以較短時(shí)間導(dǎo)通，有源箝位電容電流iclamp1/iclamp2瞬間增大，一次側(cè)漏感中的能量繼續(xù)向變壓器T1/T2二次側(cè)傳遞，二次側(cè)電流isec1/isec2由零繼續(xù)增大，同時(shí)降低了主開關(guān)管源漏極之間的電壓uspri1/uspri2。

圖6 系統(tǒng)并網(wǎng)開關(guān)周期內(nèi)仿真波形Fig.6 Simulative waveforms of system grid-connection for a switching period

引入諧波治理和無功補(bǔ)償功能的光伏微型逆變器主要應(yīng)用于單相低壓家用供電網(wǎng)絡(luò)和小型微網(wǎng)系統(tǒng)中。系統(tǒng)負(fù)載由整流橋、電容、電感和電阻組成，為更好驗(yàn)證系統(tǒng)在極端情況下也能具備較好的諧波治理和無功補(bǔ)償效果，增加諧波源中的感性負(fù)載比重，具體參數(shù)為電容 47 μF、電感 100 mH、電阻 5 Ω。在無補(bǔ)償效果前，電網(wǎng)向負(fù)載提供所有諧波和無功電流分量。系統(tǒng)在向電網(wǎng)注入有功功率的同時(shí)也對負(fù)載電流進(jìn)行無功與諧波補(bǔ)償，圖7為負(fù)載電流iload、系統(tǒng)輸出電流iac和電網(wǎng)電流igrid波形。iload等于iac和igrid之和，系統(tǒng)輸出有功承擔(dān)部分負(fù)荷功耗，電網(wǎng)只向負(fù)載提供一小部分有功電流。圖8為經(jīng)復(fù)合控制系統(tǒng)治理后的電網(wǎng)電流和電壓，功率因數(shù)接近1。

為評價(jià)微型逆變器及無功諧波補(bǔ)償復(fù)合控制系統(tǒng)電能質(zhì)量調(diào)節(jié)效果，分別對補(bǔ)償前后的電網(wǎng)電流進(jìn)行傅里葉分析，電流幅值頻譜如圖9、圖10所示。經(jīng)FFT分析，補(bǔ)償前電流的THD為47.52%，補(bǔ)償后電流的THD為4.31%。顯然，補(bǔ)償后電網(wǎng)電流得到了極大的改善。

圖7 負(fù)載電流、系統(tǒng)輸出電流和電網(wǎng)電流Fig.7 Waveform of load current，system output current and grid current

圖8 復(fù)合控制系統(tǒng)補(bǔ)償后電網(wǎng)電壓和電流波形Fig.8 Waveform of compensated grid current and voltage

圖9 治理前電網(wǎng)電流幅值頻譜Fig.9 Grid current spectrum before compensation

圖10 治理后電網(wǎng)電流幅值頻譜Fig.10 Grid current spectrum after compensation

搭建一臺200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對系統(tǒng)進(jìn)行驗(yàn)證。樣機(jī)運(yùn)行參數(shù)同仿真系統(tǒng)，選用單塊太陽能電池板STP195S-24，原邊開關(guān)管為IRFS4321（輸出電容Ccoss為390 pF），箝位開關(guān)管為SI7115DN，全橋開關(guān)管為 17N80，副邊整流二極管為R8120S3S，使用TMS30F28335作為主控制芯片。

圖11為正常并網(wǎng)時(shí)系統(tǒng)輸出電流iac（有效值0.81 A）與電網(wǎng)電壓ugrid的關(guān)系，兩者相位相同，系統(tǒng)處于正常并網(wǎng)發(fā)電狀態(tài)。ipri1為系統(tǒng)在SPWM控制下的第一路反激變壓器一次側(cè)電流，呈正弦半波包絡(luò)線。

圖11 并網(wǎng)光伏發(fā)電實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experimental results of grid-connected PV power generation system

圖12為系統(tǒng)同時(shí)進(jìn)行光伏并網(wǎng)發(fā)電和無功諧波補(bǔ)償?shù)膶?shí)驗(yàn)波形。諧波源由電子負(fù)載模擬產(chǎn)生。配置微型逆變器和無功諧波補(bǔ)償復(fù)合控制系統(tǒng)輸出負(fù)載的1/4有功功率（50 W）和補(bǔ)償所有無功諧波分量。iac為系統(tǒng)輸出電流；igrid為補(bǔ)償后的電網(wǎng)電流，經(jīng)系統(tǒng)補(bǔ)償負(fù)載無功諧波分量后呈較規(guī)則正弦波。

圖12 光伏發(fā)電和電流補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results of grid-connected PV power generation system with current compensation

5 結(jié)論

反激型光伏微型逆變器和單相電流型有源濾波器在結(jié)構(gòu)上具有類似特征，基于兩者拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略，提出了一種同時(shí)具備光伏并網(wǎng)發(fā)電、無功和諧波補(bǔ)償功能的單相小功率雙反激型光伏微型逆變器及無功和諧波補(bǔ)償復(fù)合控制系統(tǒng)，拓展了微型逆變器的應(yīng)用平臺。論文給出了系統(tǒng)的工作過程及控制策略，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方案的可行性。

基于光伏微型逆變器的無功和諧波復(fù)合控制系統(tǒng)可用于構(gòu)建分布式電能質(zhì)量監(jiān)控與調(diào)節(jié)系統(tǒng)，可在單相低壓供電網(wǎng)絡(luò)或微網(wǎng)中形成一個(gè)無功諧波群控網(wǎng)絡(luò)，為其諧波治理與無功補(bǔ)償提供了新穎的實(shí)現(xiàn)手段和方法，具有很好的工程應(yīng)用前景。