二維陣列超視距雷達(dá)的選頻方法

羅忠濤何子述盧 琨陳緒元

①(電子科技大學(xué)電子工程學(xué)院 成都 611731)

②(南京電子技術(shù)研究所 南京 210013)

二維陣列超視距雷達(dá)的選頻方法

羅忠濤*①何子述①盧 琨②陳緒元②

①(電子科技大學(xué)電子工程學(xué)院 成都 611731)

②(南京電子技術(shù)研究所 南京 210013)

該文提出一種通過預(yù)測到達(dá)任務(wù)區(qū)域路徑信噪比，自適應(yīng)地為天波超視距雷達(dá)選擇工作頻點(diǎn)的方法。利用2維陣列的俯仰維分辨能力，克服了傳統(tǒng)方法無法從返回散射電離圖中分離多模/多徑信號的缺陷。雷達(dá)通過電離層探測設(shè)備和2維接收陣列，獲取返回散射數(shù)據(jù)、環(huán)境干擾數(shù)據(jù)和電離層狀態(tài)數(shù)據(jù)。然后利用電離層模型和狀態(tài)數(shù)據(jù)，推算各頻點(diǎn)對任務(wù)區(qū)域的照射路徑。運(yùn)用2維自適應(yīng)波束形成抑制環(huán)境干擾噪聲，并處理返回散射數(shù)據(jù)以預(yù)測各路徑回波強(qiáng)度。最后計算各頻點(diǎn)路徑在脈沖壓縮后的信噪比，選擇信噪比最大值的頻率為最優(yōu)工作頻點(diǎn)。

超視距雷達(dá)；頻點(diǎn)選擇；2維陣列

1 引言

天波超視距雷達(dá)(Over-The-Horizon Radar, OTHR)工作在高頻段(6～28 MHz)，是一種有效的遠(yuǎn)程預(yù)警手段[1,2]。由于高頻電磁波在電離層中的傳播路徑依賴于其頻率，工作頻點(diǎn)制約著OTHR性能，比如最大最小探測距離及回波強(qiáng)度。其次，高頻段背景中分布著各種無線電干擾和噪聲，包括各種短波通信電臺[1,3]。因此，OTHR頻點(diǎn)選擇非常重要，既要求覆蓋任務(wù)區(qū)域回波能量高，還需要盡量避開干擾所占頻譜。

傳統(tǒng)OTHR工作頻點(diǎn)是人工選擇，過程主要分兩步[1,2]。第1步是依據(jù)返回散射“群時延距離-頻率-幅度”電離圖，描述掃頻信號在經(jīng)過電離層后被地面/海面后向散射返回接收站的能量強(qiáng)度。工作人員可根據(jù)任務(wù)位置對應(yīng)的大致時延距離，確定幅度較強(qiáng)的頻段。第2步，根據(jù)環(huán)境干擾頻譜監(jiān)測，選擇頻段內(nèi)未受干擾或干擾盡量少、具有足夠帶寬的頻點(diǎn)作為工作頻點(diǎn)。隨著OTHR技術(shù)的發(fā)展，選頻方法也在革新。文獻(xiàn)[3]考慮空域干擾的問題，提出自適應(yīng)濾波后再比較各頻點(diǎn)噪聲能量大小。文獻(xiàn)[4]制作距離對應(yīng)頻率-俯仰角表格作選頻參考。不過傳統(tǒng)線陣制約了OTHR選頻技術(shù)的發(fā)展。由于線陣不能提供俯仰角的分辨力，無法分離多模和多徑信號，因而無法針對任務(wù)位置精確選擇真正具有最強(qiáng)回波的頻點(diǎn)。

近年來2維陣列在OTHR中的使用研究得到了關(guān)注[5?9]。由于電離層中電波傳播路徑與俯仰角緊密聯(lián)系，2維陣列所提供的俯仰角分辨力給OTHR帶來了額外增益，比如雜波抑制[8]和工作模式選擇[9]。2003年研制的法國雷達(dá)NOSTRADAMUS為單基體制[5]，發(fā)射和接收陣列為2維陣列，可提供多種功能的電離圖，包括俯仰角和距離的3-D電離圖，并配以先進(jìn)而復(fù)雜的頻率管理系統(tǒng)(Frequency Management System, FMS)理念?？上У氖?，它并沒有給出具體可行的雷達(dá)選頻目標(biāo)和操作方案。本文提出一種適合2維陣列OTHR的選頻工作方案，關(guān)注任務(wù)區(qū)域路徑的回波和噪聲強(qiáng)度，選擇信噪比最優(yōu)的頻率為工作頻點(diǎn)。

2 OTHR選頻特點(diǎn)和2維陣列

OTHR工作頻點(diǎn)選取考慮的主要因素有兩個：回波強(qiáng)度和噪聲功率。為實(shí)時認(rèn)識電離層狀態(tài)，OTHR配備電離層探測設(shè)備，一般有返回散射探測設(shè)備，垂直探測設(shè)備和斜向探測設(shè)備等。其中返回散射處理對象是掃頻信號被監(jiān)測區(qū)域地/海面后向散射的回波，反應(yīng)了散射回波經(jīng)傳播損耗的效果，提供各頻點(diǎn)回波強(qiáng)度預(yù)期的重要指示信息。垂直和斜向探測設(shè)備主要是提供電離層狀態(tài)信息，比如電離層高度、電子濃度等，通過描繪3維的電離層電子濃度圖，輔助評估方位偏差和坐標(biāo)變換系數(shù)等。此外，OTHR還配備環(huán)境監(jiān)測設(shè)備，進(jìn)行干擾頻譜和環(huán)境噪聲監(jiān)測，以避開強(qiáng)干擾進(jìn)行工作。

傳統(tǒng)選頻方法基于以上兩個監(jiān)測信息，有一個無法克服的缺陷：不能預(yù)估任務(wù)區(qū)域返回散射強(qiáng)度。在缺乏俯仰角分辨力的情況下，即使OTHR推算到照射任務(wù)區(qū)域的射線信息，也由于無法分離多模/多徑信號，從而無法將返回散射數(shù)據(jù)的群時延距離-頻率-幅度圖轉(zhuǎn)換為地面距離對應(yīng)幅度。此外，傳統(tǒng)方法由人工選取頻點(diǎn)，主觀性較強(qiáng)，不適應(yīng)現(xiàn)代雷達(dá)要求自適應(yīng)的發(fā)展趨勢。

2維陣列的列裝和使用是近年來OTHR的一個發(fā)展方向[6]，增加了俯仰維干擾的抑制能力[8]和雷達(dá)信號處理功能[9]。2維陣列的建設(shè)，可源于傳統(tǒng)線陣的改造。本文研究的OTHR，其發(fā)射陣列依然為線陣，控制發(fā)射能量的方位角如圖1所示。接收陣列由1維擴(kuò)展為2維，每一維分別具有K1和K2個陣元，均勻分布間隔分別為d1和d2，入射方向由方位角?和俯仰角θ確定。探測和監(jiān)測設(shè)備的接收天線可與雷達(dá)目標(biāo)檢測陣列共享，不僅能節(jié)約設(shè)備研制和場地建設(shè)成本，也使所監(jiān)測的環(huán)境最大限度地近似檢測目標(biāo)時的外部環(huán)境。本文介紹選頻方法以圖1中簡單普遍的矩形網(wǎng)格的2維陣列為例，但選頻方法并不限定2維陣列形式。

圖1 2維陣列的OTHR工作場景示意圖

3 2維陣列OTHR選頻方法

3.1 方案和框圖

與傳統(tǒng)方法相同，2維陣列OTHR選頻依賴于雷達(dá)探測和監(jiān)測得到的有關(guān)電離層和環(huán)境的數(shù)據(jù)，按其來源分類有：(1)返回散射數(shù)據(jù)：返回散射探測設(shè)備發(fā)射機(jī)掃頻高頻段(6～28 MHz)，2維接收陣列接收地/海面返回的回波數(shù)據(jù)，包含有地/海面回波，環(huán)境干擾和噪聲。(2)環(huán)境監(jiān)測數(shù)據(jù)：電離層探測及雷達(dá)信號發(fā)射機(jī)關(guān)機(jī)(或者發(fā)射機(jī)與接收機(jī)工作在不同頻段)，2維陣列錄取環(huán)境干擾噪聲數(shù)據(jù)。(3)電離層狀態(tài)數(shù)據(jù)：基于實(shí)時采集的電離層探測數(shù)據(jù)，參考經(jīng)驗(yàn)或模型(如國際參考電離層模型)，通過電離圖反演法[10]或重構(gòu)法[11]，得到在3維空間的電離層電子濃度Ne(cr)，其中cr=(?,r,h)表示了電離層某點(diǎn)對應(yīng)于雷達(dá)接收陣列的坐標(biāo)，r表示地面距離，h表示與地心的距離，主要指電離區(qū)域高度段。

設(shè)任務(wù)區(qū)域?yàn)榈?海面(忽略飛行目標(biāo)高度)，對應(yīng)接收陣列的方位角為?t，地面距離為rt。從雷達(dá)性能角度看，希望照射到任務(wù)區(qū)域的散射回波能量高，接收數(shù)據(jù)在波束形成、脈沖壓縮和相干積累等處理后，信噪比達(dá)到最優(yōu)?；诒O(jiān)測數(shù)據(jù)和選頻目標(biāo)，本文提出的OTHR選頻方案的流程主要分5步，如圖2所示。

3.2 第1步：常規(guī)粗選頻段

圖2 OTHR選頻流程框圖

粗選頻段后，將其等分，以便從中細(xì)選出最佳頻點(diǎn)。令最大頻點(diǎn)為fmax，最小頻點(diǎn)為fmin，劃分間隔fΔ可視雷達(dá)設(shè)備和系統(tǒng)條件選取。待選頻點(diǎn)f的可選空間為F=[fmin,fmin+fΔ,…,fmax?fΔ,fmax]。 OTHR根據(jù)掃頻返回散射結(jié)果，按照常規(guī)雷達(dá)“保證子區(qū)覆蓋、場強(qiáng)盡可能大、可用時間概率大”等原則[1]，來制定對感興趣距離的適宜頻段，一般范圍在300～1000 kHz[3]。OTHR常用信號帶寬為20～40 kHz(空中目標(biāo))和40～200 kHz(海面目標(biāo))?？稍O(shè)置粗選頻點(diǎn)間隔為帶寬一半或更小。由適宜頻段范圍和頻點(diǎn)間隔，得到粗選頻段的數(shù)目，然后給出待選頻點(diǎn)f的可選空間F。

3.3 第2步：電離層射線追蹤

利用射線追蹤技術(shù)選頻的關(guān)鍵在于電離層實(shí)時信息。電離層探測設(shè)備和電離圖看起來種類多樣，實(shí)際上均源于一個因素電子濃度在3維空間的分布。國內(nèi)外已有相關(guān)算法，可根據(jù)實(shí)時探測數(shù)據(jù)估計電離層參數(shù)，進(jìn)而推算電子濃度分布Ne(cr)[10?13]?；陔婋x層中電波傳播3條定理，可計算電波照射地面距離時對應(yīng)的等效傳播距離(射線距離)和俯仰角度[1]。相關(guān)應(yīng)用已見于目標(biāo)高度測量[14,15]。本文中射線追蹤的任務(wù)在于，根據(jù)電離層狀態(tài)數(shù)據(jù)Ne(cr)，推算各頻點(diǎn)可能照射在任務(wù)區(qū)域的射線情況。

本文采用MQP(Multi-Quasi-Parabolic)電離層模型來預(yù)測射線路徑[14]。MQP模型將電離層進(jìn)行分層，模型參數(shù)有層最大電子濃度(或臨界頻率)、層高和半厚度。為簡化討論，設(shè)電離層電子濃度Ne(h)在等海拔線上相同，與地面距離r無關(guān)。在MQP模型下，頻率f的電波照射在地面距離rt的任務(wù)位置，其路徑的俯仰角θt，射線距離Rt，與rt滿足關(guān)系

其中C0為常數(shù)，h0為地球半徑，hM為等效反射高度。由式(1)～式(3)可以解算出各頻點(diǎn)電波能否照射任務(wù)區(qū)域以及可行路徑的參數(shù)。

對待選頻點(diǎn)f推算其傳播路徑，設(shè)路徑條數(shù)為Lf(下標(biāo)表示與頻點(diǎn)f有關(guān)的量，下同)。如果Lf＞1，表示發(fā)生了多徑現(xiàn)象。頻點(diǎn)f的第l條路徑，l=1, 2,…,Lf，俯仰角和射線距離分別為θfl和Rfl。對于不同路徑，方位角?t和地面距離rt不變。

3.4 第3步：自適應(yīng)波束形成

考慮高頻段外界干擾及其抑制問題，為抑制方向性的射頻干擾，可將自適應(yīng)數(shù)字波束形成(Adaptive Digital Beam Forming, ADBF)納入雷達(dá)信號處理，因而要求選頻方法給出與之相配的最佳頻點(diǎn)。為避免過強(qiáng)的地海雜波，ADBF所需的訓(xùn)練快拍樣本是一段純環(huán)境干擾數(shù)據(jù)，且可采用寬帶接收。

其中(·)T表示轉(zhuǎn)置。注意fk1k2為時間上的采樣序列，k1k2表示接收陣元序號。估計的干擾空間協(xié)方差矩陣為

其中N為采樣點(diǎn)數(shù)，(·)H表示共軛轉(zhuǎn)置。對于頻點(diǎn)f第l條路徑，使用MVDR方法，ADBF最優(yōu)權(quán)向量為

其中afl為2維陣列的接收導(dǎo)向矩陣Afl的列向量形式。導(dǎo)向矩陣Afl維數(shù)為K1×K2，第k1行k2列元素為

其中c表示光速。ADBF后的干擾數(shù)據(jù)為

其功率譜密度為Zfl(ω)。

對每個頻點(diǎn)的每條路徑進(jìn)行單獨(dú)ADBF是最優(yōu)的選擇，ADBF總次數(shù)決定于待選頻點(diǎn)f數(shù)量及多徑條數(shù)Lf。在通常情況下，相近頻點(diǎn)對任務(wù)區(qū)域的電離層同層路徑變化很小。如果作簡化處理減少運(yùn)算量的考慮，可在同電離層反射路徑使用相同權(quán)向量，即將未經(jīng)帶通濾波的數(shù)據(jù)代替式(4)～式(8)中。此外，ADBF可能由于陣元較多造成運(yùn)算量過大?？刹捎靡恍┙档陀嬎懔亢蛷?fù)雜度的方法，比如降秩處理[16]。

3.5 第4步：預(yù)測回波強(qiáng)度

在第1步中通過單行陣元的返回散射數(shù)據(jù)處理所得“群時延-頻率-幅度”特性圖，是不同俯仰角路徑能量的疊加結(jié)果，無法讀取某俯仰角或地面距離對應(yīng)的回波強(qiáng)度。這正是傳統(tǒng)選頻方法的無奈之處。在2維陣列提供俯仰維波束形成后，對返回散射數(shù)據(jù)的處理可得到與俯仰角相關(guān)的散射強(qiáng)度分布，從而預(yù)測各頻點(diǎn)路徑的回波強(qiáng)度。具體做法是：

注意兩點(diǎn)。第一點(diǎn)是ADBF對象，加權(quán)向量wfl產(chǎn)生于訓(xùn)練數(shù)據(jù)(純環(huán)境干擾)，而后用于返回散射數(shù)據(jù)(包括干擾、雜波和可能的目標(biāo)回波)。第二，這里預(yù)測的回波強(qiáng)度是射線追蹤中電波傳播路徑推算的補(bǔ)充和增強(qiáng)。射線追蹤技術(shù)推算頻點(diǎn)電波到達(dá)任務(wù)區(qū)域的可行性僅是理論上的推斷，沒有考慮電波損耗等因素。而某些理論上存在的路徑可能實(shí)際上會由于電離層遮擋或路徑損耗的原因而變?nèi)酢１热?，理論上電波可以通過E和F1兩層傳播，但實(shí)際上E層吸收能力很強(qiáng)，導(dǎo)致沒有或極弱電波到達(dá)F1層。通過2維處理預(yù)測回波強(qiáng)度，便可評估這種現(xiàn)象。

多徑的回波強(qiáng)度會在2維處理的返回散射強(qiáng)度圖上得到體現(xiàn)。對于射線追蹤技術(shù)推算的頻點(diǎn)f第l條路徑，在其俯仰角θfl返回散射“群時延-幅度”特性圖中，必能找到射線距離Rfl對應(yīng)的幅度，即為預(yù)測的回波強(qiáng)度Pfl。注意，這里回波強(qiáng)度是相對值而非絕對值，是一種對傳播和接收損耗等的預(yù)期，沒有將海況散射強(qiáng)度或目標(biāo)RCS變化(比如隨照射角)影響考慮在內(nèi)，或者說認(rèn)為它們在待選頻段內(nèi)是相同或相近的。

3.6 第5步：預(yù)測SNR選最佳

之前考慮了回波強(qiáng)度因頻點(diǎn)和路徑的不同而不同，另一方面干擾噪聲功率也隨頻率變化。不同于傳統(tǒng)方法中手動選擇“干凈”或“干擾盡量小”的頻點(diǎn)，本文方法從理論上計算各路徑在波束形成，脈沖壓縮和多周期相干積累等信號處理后的信噪比，作為選頻依據(jù)。干擾功率譜密度Zfl(ω)和預(yù)測回波強(qiáng)度Pfl均為波束形成后的數(shù)據(jù)，考慮相干積累在各頻點(diǎn)的增益一致，下面分析脈沖壓縮的影響。

設(shè)發(fā)射信號頻譜為Sf(ω)，接收機(jī)脈沖壓縮的濾波器響應(yīng)為hf(t)，傅里葉變換為Hf(ω)。根據(jù)濾波器理論，那么頻點(diǎn)f第l條路徑信號在脈沖壓縮后預(yù)測信噪比為

對所有頻點(diǎn)路徑，將Zfl(ω)和Pfl代入式(10)預(yù)測信噪比，然后選取最優(yōu)信噪比對應(yīng)的頻點(diǎn)。多徑傳播會使該工作復(fù)雜化，因?yàn)樗鼘儆诜窍喔商幚?，其?lián)合的綜合效果與各路徑信噪比的數(shù)值關(guān)系較為復(fù)雜。這里采用簡單處理，取各路徑最大信噪比為準(zhǔn)。最終選取的工作頻點(diǎn)為

有時人們還關(guān)心覆蓋率問題，希望了解頻點(diǎn)對于除任務(wù)區(qū)域外其他距離的照射和返回散射情況。因此，可從第2步開始，對感興趣的俯仰角范圍估計返回強(qiáng)度和信噪比。返回散射強(qiáng)度圖以俯仰角為變量，作出單頻點(diǎn)“群時延-俯仰角-幅度”特性圖。此圖為人們所熟悉，可由具備掃描俯仰角天線的探測設(shè)備測得[17]。

3.7 流程總結(jié)

2維陣列OTHR為任務(wù)區(qū)域選擇最佳頻點(diǎn)的操作流程歸納為：

(1)返回散射探測設(shè)備發(fā)射掃頻信號，2維陣列接收回波信號，獲得返回散射數(shù)據(jù)，選取單行數(shù)據(jù)進(jìn)行方位角的常規(guī)接收波束形成，處理得到“群時延-頻率-幅度”圖，根據(jù)任務(wù)區(qū)域地面距離對應(yīng)的大致射線距離/群時延，選取圖中返回能量較強(qiáng)的頻段作為粗選頻段(與傳統(tǒng)方法相似)，確定待選頻點(diǎn)f的范圍；

(2)根據(jù)實(shí)時探測和經(jīng)驗(yàn)、重構(gòu)或反演法等方法，得到電離層實(shí)時狀態(tài)電子濃度分布Ne(cr)，利用射線追蹤技術(shù)，預(yù)測粗選頻段內(nèi)各頻點(diǎn)照射任務(wù)區(qū)域的可行路徑參數(shù)，包括俯仰角θfl和射線距離Rfl；

(4)采用權(quán)向量wfl對返回散射數(shù)據(jù)進(jìn)行2維波束形成，處理得到頻點(diǎn)f在俯仰角θfl的“群時延-幅度”關(guān)系，讀取射線距離Rfl對應(yīng)幅度Pfl；

(5)考慮發(fā)射信號頻譜和脈沖壓縮，將Pfl和Zfl(ω)代入式(9)或式(10)得到各路徑的預(yù)測信噪比，選最優(yōu)值對應(yīng)頻率為最佳工作頻點(diǎn)。

OTHR雷達(dá)根據(jù)全頻掃描返回散射數(shù)據(jù)，確定粗選頻段后，可對粗選頻段重點(diǎn)掃描，提高數(shù)據(jù)更新頻率。粗選頻段范圍約為1 MHz，純環(huán)境干擾數(shù)據(jù)在1 s內(nèi)錄取完成，可選在發(fā)射機(jī)關(guān)機(jī)或雷達(dá)換波位頻段的時段。電離層實(shí)時參數(shù)由電離層探測設(shè)備持續(xù)更新。取得所需數(shù)據(jù)后，后臺進(jìn)行選頻運(yùn)算，采用高性能計算機(jī)可控制運(yùn)算時間在1 s內(nèi)，最后將所選工作頻點(diǎn)傳至發(fā)射站。整個錄取數(shù)據(jù)和頻點(diǎn)選取總計工作時間約2 s。選頻工作應(yīng)納入雷達(dá)資源管理系統(tǒng)，選頻更新頻率可視環(huán)境和任務(wù)情況(海面目標(biāo)積累時間約30～60 s，空中目標(biāo)積累時間約2～8 s)而定，選擇固定更新頻率與應(yīng)急機(jī)制相結(jié)合的方式。

4 仿真

下面仿真2維陣列OTHR對某任務(wù)的具體選頻流程。設(shè)雷達(dá)接收陣列為矩形陣如圖1所示，陣元數(shù)和陣元間距在兩維均相同，K1=K2=20, d1=d2=15 m。任務(wù)區(qū)域位于距雷達(dá)接收陣列地面rt=1500 km，方位角?t=15°處，擬采用帶寬B=50 kHz線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulation, LFM)信號，工作頻點(diǎn)待確定。

4.1 返回散射電離圖

返回散射探測設(shè)備發(fā)射站掃頻6～24 MHz, 2維接收陣列錄取數(shù)據(jù)。取第1行數(shù)據(jù)進(jìn)行方位角波束形成及后續(xù)處理，得到返回散射電離圖如圖3所示。初步估計地面距離1500 km對應(yīng)射線距離在1600 km左右。觀察圖中在1600 km具有較大幅值的頻率約為15 MHz，因此選擇14.500～15.500 MHz為頻段范圍，間隔為B/2=25 kHz，待選頻點(diǎn)為f∈F, F=[14.525, 14.550,…,15.450,15.575] MHz。

4.2 電離層射線追蹤

設(shè)置電離層當(dāng)前狀態(tài)。電離層分E層，F(xiàn)1層和F2層。各層臨界頻率分別為3.700 MHz, 11.650 MHz和12.700 MHz，層高分別為115 km, 190 km和310 km，半厚度分別為15 km, 95 km和100 km?；贛QP電離層模型給出各待選頻點(diǎn)f的地面/射線距離-方位角關(guān)系圖，并統(tǒng)計所有可達(dá)任務(wù)區(qū)域的路徑及其對應(yīng)的俯仰角θfl和射線距離Rfl。

以15.000 MHz為例，俯仰角與地面/射線距離關(guān)系如圖4所示。可以看到，可到達(dá)地面距離覆蓋了1500 km，對應(yīng)射線距離包含E層和F1層反射。因此15.000 MHz有兩條射線可到達(dá)任務(wù)位置(仿真中沒有考慮不同層交叉?zhèn)鞑?，路徑1：射線距離Rf1=1558 km，俯仰角θf1=9.77°；路徑2：射線距離Rf2=1532 km，俯仰角θf1=5.62°。

4.3 2維ADBF

圖3 掃頻返回散射電離圖

圖4 MQP模型下15.000 MHz的俯仰角與地面/射線距離關(guān)系圖

圖5 2維波束形成方向圖

4.4 預(yù)測回波強(qiáng)度

對每個待選頻點(diǎn)f第l條路徑，采用wfl處理返回散射數(shù)據(jù)f得到時延距離-幅度圖，然后從圖中讀取距離Rfl對應(yīng)幅度Pfl。依然以f=15.000 MHz為例，為方便觀察覆蓋率，圖7描繪各俯仰角度掃描的處理結(jié)果。兩條虛線標(biāo)識俯仰角9.77°和5.62°的時延距離-幅度特性。對照路徑1參數(shù)可讀取Pf1=11.4 dB；對照路徑2參數(shù)可讀取Pf2=12.4 dB。

對所有可選頻點(diǎn)f∈F進(jìn)行以上類似處理、讀取和記錄，可得在各頻點(diǎn)路徑的回波強(qiáng)度Pfl如圖8中虛線，分別代表E層和F1層路徑?？梢娫诓煌婋x層，預(yù)測返回強(qiáng)度隨頻率變化，那么不可避免地會影響信噪比。

4.5 預(yù)測SNR選頻

由式(10)預(yù)測各頻點(diǎn)路徑在ADBF和脈沖壓縮后信噪比。LFM信號頻譜幅度|Sf(ω)|在各頻點(diǎn)相同，f?B/2＜ω＜f+B/2。將干擾噪聲功率譜Zfl(w)，預(yù)測回波強(qiáng)度Pfl和|Sf(ω)|代入式(10)，預(yù)測各頻點(diǎn)路徑的信噪比，如圖8中兩條實(shí)線，分別表示E層和F1層路徑?？梢钥吹?，實(shí)線變化趨勢呈現(xiàn)出一致性，與圖7中ADBF后干擾噪聲功率包絡(luò)特性趨勢相反。受回波強(qiáng)度因素的影響，最優(yōu)信噪比出現(xiàn)在15 MHz在E層返回路徑，約為15 dB。因此，選擇OTHR工作頻點(diǎn)為15.000 MHz。

最后對選頻方法運(yùn)算時間作一點(diǎn)說明：第1步處理掃頻數(shù)據(jù)用時較長，可獨(dú)立于其它步并行完成，第2步亦可；第3，第4和第5步屬于順序關(guān)系，直接影響選頻工作時長，可采用高性能計算機(jī)或優(yōu)化算法以提高運(yùn)算速度，控制運(yùn)算時間在1 s內(nèi)，以保持所錄取干擾數(shù)據(jù)的可參考性。

5 結(jié)論

本文提出了2維陣列天波超視距雷達(dá)自適應(yīng)選擇工作頻率的方法。針對任務(wù)區(qū)域，考慮各頻點(diǎn)散射回波強(qiáng)度及干擾噪聲的自適應(yīng)抑制和特性，選擇工作頻點(diǎn)優(yōu)化信號處理后預(yù)期信噪比。對選頻方法的具體流程進(jìn)行了仿真，結(jié)果表明選頻方案可行。此外，關(guān)于2維波束形成有兩點(diǎn)說明。(1)如果待選頻段范圍較窄，同電離層反射路徑的俯仰角參數(shù)相近，待選頻點(diǎn)對同層路徑可采用相同的波束形成權(quán)向量，以減少運(yùn)算量。(2)如不考慮空域維干擾抑制，以常規(guī)波束形成代替自適應(yīng)波束形成，同樣適用于本選頻方法。

圖6 常規(guī)和自適應(yīng)波束形成后的干擾頻譜比較

圖7 頻點(diǎn)15.000 MHz俯仰角群時延特性圖

圖8 各頻點(diǎn)路徑預(yù)測返回強(qiáng)度和信噪比

[1] 周文瑜, 焦培南. 超視距雷達(dá)技術(shù)[M]. 北京: 電子工業(yè)出版社, 2008: 7-10.

Zhou Wen-yu and Jiao Pei-nan. Technology in Over The Horizon Radars[M]. Beijing: Publishing House of Electronics Industry, 2008: 7-10.

[2] Earl G and Ward B. Frequency management support for remote sea-state sensing using the JINDALEE skywave radar[J]. IEEE Journal of Oceanic Engineering, 1986, 11(2): 164-173.

[3] 蘇洪濤, 保錚, 張守宏. 天波超視距雷達(dá)工作頻率點(diǎn)的自適應(yīng)選擇[J]. 電子與信息學(xué)報, 2005, 27(2): 254-277.

Su Hong-tao, Bao Zheng, and Zhang Shou-hong. Adaptive operating frequency selection for SKW-OTHR[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2005, 27(2): 254-277.

[4] Saverino A L, Capria A, Berizzi F, et al.. Frequency management in HF-OTH skywave radar: ionospheric propagation channel representation[J]. Progress In Electromagnetics Research B, 2013, 50: 97-111.

[5] Bazin V, Molinie J P, Munoz J, et al.. NOSTRADAMUS: an OTH radar[J]. IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine, 2006, 21(10): 3-11.

[6] 吳瑕, 陳建文, 鮑拯, 等. 新體制天波超視距雷達(dá)的發(fā)展與研究[J]. 宇航學(xué)報, 2013, 34(5): 671-678.

Wu Xia, Chen Jian-wen, Bao Zheng, et al.. Development and research on the new system sky-wave over-the-horizon radar[J]. Journal of Astronautics, 2013, 34(5): 671-678.

[7] Saillant S, Auffray G, and Dorey P. Exploitation of elevation angle control for a 2D HF sky wave radar[C]. Proceedings of the International Radar Conference, Adelaide, Australia, 2003: 661-666.

[8] Frazer G J, Abramovich Y I, and Johnson B A. Use of adaptive non-causal transmit beamforming in OTHR: experimental results[C]. Proceedings of the International Radar Conference, Adelaide, Australia, 2008: 311-316.

[9] Abramovich Y I, Frazer G J, and Johnson B A. Principles of mode-selective MIMO OTHR[J]. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 2013, 49(3): 1839-1868.

[10] Benito E, Bourdillon A, Saillant S, et al.. Inversion of HF backscatter ionograms using elevation scans[J]. Journal of Atmospheric and Solar-Terrestrial Physics, 2008, 70(15): 1935-1948.

[11] 王世凱, 焦培南, 柳文. 改進(jìn)的Kriging技術(shù)實(shí)時重構(gòu)區(qū)域電離層foF2的分布[J]. 電波科學(xué)學(xué)報, 2006, 21(2): 166-171.

Wang Shi-kai, Jiao Pei-nan, and Liu Wen. Improved Kriging technique of ionospheric parameter foF2 instantaneous mapping[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2006, 21(2): 166-171.

[12] Jiang C, Yang G, Zhao Z, et al.. A method for the automatic calculation of electron density profiles from vertical incidence ionograms[J]. Journal of Atmospheric and Solar-Terrestrial Physics, 2014, 107: 20-29.

[13] 姚宜斌, 湯俊, 張良, 等. 電離層三維層析成像的自適應(yīng)聯(lián)合迭代重構(gòu)算法[J]. 地球物理學(xué)報, 2014, 57(2): 345-353.

Yao Yi-bing, Tang Jun, Zhang Liang, et al.. An adaptive simultaneous iteration reconstruction technique for three dimensional ionospheric tomography[J]. Chinese Journal of Geophysics, 2014, 57(2): 345-353.

[14] Papazoglou M. Matched-field altitude estimation for

over-the-horizon radar[D]. [Ph.D. dissertation], Duke University, 1998.

[15] 游偉, 何子述, 胡進(jìn)峰. 基于匹配場處理的天波雷達(dá)高度估計算法[J]. 電子與信息學(xué)報, 2013, 35(2): 401-405.

You Wei, He Zi-shu, and Hu Jin-feng. Skywave radar altitude estimation algorithm based on matched-field processing[J]. Journal of Electronics & Information Technology, 2013, 35(2): 401-405.

[16] Li J, Du L, and Stoica P. Fully automatic computation of diagonal loading levels for robust adaptive beamforming[C]. Proceedings of IEEE International Conference on Acoustics Speech and Signal Processing (ICASSP), Las Vegas, USA, 2008: 2325-2328.

[17] Hunsucker D R. An atlas of oblique-incidence high-frequency backscatter ionogram of the midlatitude ionosphere[R]. ESSA Technical Report, U.S. Department of Commerce, Environmental Science Services Administration, Institute for Telecommunication Sciences, 1970.

羅忠濤： 男，1984年生，博士生，研究方向?yàn)槌暰嗬走_(dá)、多輸入多輸出(MIMO)雷達(dá)信號處理.

何子述： 男，1962年生，博士，教授，博士生導(dǎo)師，目前主要從事天波超視距雷達(dá)技術(shù)、寬帶MIMO數(shù)字陣?yán)走_(dá)技術(shù)的研究.

盧 琨： 男，1977年生，博士，高級工程師，主要從事雷達(dá)系統(tǒng)總體設(shè)計.

陳緒元： 男，1963年生，高級工程師，研究方向?yàn)槔走_(dá)系統(tǒng)技術(shù)、相控陣?yán)走_(dá)技術(shù)、特種體制雷達(dá)技術(shù)等.

Operating Frequency Selection for Sky-wave Over-the-horizon Radar with 2-D Array

Luo Zhong-tao①He Zi-shu①Lu Kun②Chen Xu-yuan②

①(School of Electronic Engineering, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu 611731, China)

②(Nanjing Research Institute of Electronics Technology, Nanjing 210013, China)

This paper presents a method of adaptive operating frequency selection for sky-wave Over-The-Horizon Radar (OTHR) with 2-D array by predicting Signal-to-Noise Ratio (SNR) of paths to the area of interest. With the elevation resolution of 2-D array, this method overcomes the incapability of separating multipath/multimode signals for OTHR with 1-D array. For frequency selecting, firstly, sounding equipments and 2-D array record the backscattering data, environment data and ionosphere state data. Propagation paths to the area of interest are deduced for available frequencies based on the ionosphere model and state. 2-D adaptive digital beam forming is employed to suppress interferences and predict the power of echoes. Finally, the paths' SNR is calculated and the frequency of the maximum SNR is selected as the optimal operating frequency.

Over-The-Horizon Radar (OTHR); Frequency selection; 2-D array

TN958.93

：A

：1009-5896(2015)04-0975-07

10.11999/JEIT140720

2014-05-29收到，2014-09-12改回

國家自然科學(xué)基金(61032010, 61102142, 61301262)資助課題

*通信作者：羅忠濤 loztsky@163.com