雙饋異步發(fā)電機同步速下變流器運行狀態(tài)研究

周俊杰，周洪偉，馬超群，陳奇

（1.特變電工新疆新能源股份有限公司，新疆烏魯木齊830011；2.特變電工西安電氣科技有限公司，陜西西安710119）

1 引言

風力發(fā)電作為清潔、豐富的可再生能源，得到全球廣泛應用。目前，雙饋風力發(fā)電技術是應用最為廣泛的風力發(fā)電技術，以DSP 控制、功率半導體器件、SVPWM 等技術為基礎集成的雙饋變流器也迅猛發(fā)展，但與傳統(tǒng)的變頻器和光伏逆變器相比雙饋變流器系統(tǒng)更為復雜且有其自身系統(tǒng)的獨特性，大部分文獻都是針對超同步和亞同步狀態(tài)進行相關研究，但同步速這一特殊工況的相關研究資料匱乏，本文根據(jù)實際案例研究雙饋發(fā)電機在同步速下變流器的工作狀態(tài)，同時提出了一種同步速下IGBT 模塊能力的評估方法［1］。

2 雙饋系統(tǒng)運行原理

雙饋異步風力發(fā)電系統(tǒng)主要由風力機、增速齒輪箱、雙饋繞線型異步發(fā)電機、雙向變流器和控制單元等組成，雙饋系統(tǒng)如圖1 所示。雙饋發(fā)電機定子繞組接工頻電網，轉子繞組接交-直-交雙向變流器，該變流器可實現(xiàn)對轉子繞組的頻率、相位、幅值和相序等調節(jié)控制。當電機轉速n發(fā)生變化時，調節(jié)轉子電流的頻率f2(f2= ±sf1)，可使發(fā)電機定子輸出頻率f1保持恒定不變，即與電網頻率保持一致，實現(xiàn)風力發(fā)電機的變速恒頻控制。主要有3種狀態(tài)需要考慮［2］。

1）同步狀態(tài)。雙饋電機在同步速下運行時定子電壓頻率f1=50 Hz，滿足并網要求，此時變流器只需提供直流勵磁電流即可，此時的雙饋電機工作狀態(tài)即為同步電機。此時網側變換器工作于整流狀態(tài)，電機側變換器工作于BUCK電路模式。

2）亞同步狀態(tài)。當雙饋電機轉速低于同步速時，此時定子電壓頻率f1＜50 Hz不能實現(xiàn)并網，此時的變流器需要向電機轉子提供正向的勵磁電流來滿足定子電壓的并網頻率。此時網側變換器工作于整流狀態(tài)，機側變換器工作于逆變狀態(tài)。

3）超同步狀態(tài)。當雙饋電機轉速高于同步速時，此時定子電壓頻率f1＞50 Hz 不能實現(xiàn)并網，此時的變流器需要向電機轉子提供負向的勵磁電流來滿足定子電壓的并網頻率。此時網側變換器工作于逆變狀態(tài)，機側變換器工作于整流狀態(tài)。

圖1 雙饋發(fā)電系統(tǒng)圖Fig.1 DFIG system diagram

3 同步速下變流器的工作狀態(tài)

當雙饋系統(tǒng)處于亞同步和超同步運行狀態(tài)時，變流器向電機轉子提供正弦波電流，流過IGBT 芯片（或二極管芯片）的電流輪廓也是正弦波，當相電流為正時，由S1管IGBT芯片和S2管二極管芯片交替流過電流，如圖2a所示。當相電流為負時，由S2管IGBT 芯片和S1管二極管芯片交替流過電流，如圖2b所示［3］。

圖2 電流流向示意圖Fig.2 Current flow diagram

在一個基波周期內，S1管IGBT 芯片、S1管二極管芯片、S2管IGBT 芯片、S2管二極管芯片都在交替流過電流，圖3 是電流為正時的電流在各個芯片上分配示意圖，可以看出在單個芯片上流過的電流為大小時刻改變的脈沖電流，且在一個工頻周期內輪廓為半波正弦。

圖3 非同步速下電流示意圖Fig.3 Current diagram under the asynchronous speed mode

當雙饋系統(tǒng)運行在同步速下時網側變換器運行于整流模式，而電機側變換器由于要為雙饋電機提供直流勵磁電流，因此運行狀態(tài)既不是整流也不是逆變，而是一種BUCK 變換器的模式。由于相電流一直為正，由S1管IGBT 芯片和S2管二極管芯片交替流過電流且一直持續(xù)這種狀態(tài)，S1管二極管芯片和S2管IGBT 芯片不流過電流，一直處于閑置狀態(tài)，如圖4所示。

圖4 同步速下電流分配圖Fig.4 Current distribution diagram under the synchronous speed mode

圖5為DSP調制輸出的同步速下電機側變換器S1，S3，S5開關管的PWM 波形。通過仿真波形和實測來看占空比為50%，S2，S4，S6開關管與之互補，該工作狀態(tài)下電壓空間矢量只用了3 個模態(tài)分別為：100，111，000，且100狀態(tài)時間很短，大部分時間段為零矢量狀態(tài)。

圖5 同步狀態(tài)電機側變換器PWM波形Fig.5 PWM waveforms of converter under the synchronous state

圖6為同步狀態(tài)下流過S1管、S3管、S4管（包括并聯(lián)二極管）的電流波形示意圖，1～3 通道分別為S1管、S3管、S4管電流波形，第4 通道為U 相電流波形。從分析和仿真看出，由于同步速下轉子電流要維持直流，因此U 相電流是V 相和W相電流之和，具體到IGBT 芯片和二極管芯片電流也存在U 相大于V，W 相的情況，在6 個IGBT和6 個二極管中，S1管IGBT 芯片和S4管二極管芯片通過的電流最大，這就造成了三相之間和單相內部各個芯片的電流不平衡，如果以傳統(tǒng)的思路進行實驗很容易由于過熱而損壞IGBT模塊。

圖6 同步狀態(tài)電流波形Fig.6 Current waves of the synchronous state

為證明上述分析，本文以2 MW 雙饋系統(tǒng)進行實驗驗證，2 MW 雙饋電機的同步速為1 000 r/min，在超同步轉速1 200 r/min 下轉矩給定100%時，轉子三相電流為正弦波且有效值大小為830 A。在同步速1 000 r/min 下轉矩給定100%時，轉子三相電流為直流，U 相電流有效值為1 200 A，V相和W相電流有效值為600 A，可以看出在同步速下三相電流不平衡，且U相芯片電流值遠遠超出了所允許的過電流能力，此時如果不進行相關的限流措施，U 相IGBT 模塊可能過熱而造成損壞。

4 IGBT 模塊同步速下過電流能力評估

IGBT 模塊過電流能力主要取決于IGBT 芯片和二極管芯片溫度，對芯片溫度影響的因素主要有以下幾個方面［4］：1）流過IGBT 的電流有效值主要影響芯片的平均溫度Tj(av)；2）IGBT 每次開關動作產生的損耗為脈沖狀態(tài)，因此會形成溫度波動（如圖7 所示），這種情況下利用瞬態(tài)熱阻曲線可以計算出紋波溫度Tjp；3）輸出的基波頻率不同也會影響溫度紋波Tjp，基波頻率越低，呈正弦半波狀的輸出電流在同一芯片上停留的時間變長，當輸出電流在峰值附近時，最大電流對芯片的作用時間也相應延長，而芯片的導熱時間常數(shù)不變，芯片的結溫隨之迅速上升，頻率越低這一上升越明顯，在輸出頻率為1～2 Hz時，最大結溫甚至會高出平均結溫20 K以上。

圖7 溫度波動Fig.7 Temperature fluctuation

在雙饋系統(tǒng)的同步狀態(tài)下，轉子輸出電流為0 Hz，此時相電流為直流，基波頻率對溫度紋波的影響較小，但在這種工作狀態(tài)下三相電流不平衡與單橋臂內IGBT芯片和二極管芯片電流不平衡，對于IGBT芯片的應用要求是比較嚴酷的，因此需要對此狀態(tài)下芯片溫度做相應的計算來考核是否滿足要求，可以使用IGBT 規(guī)格書中給出的如圖8 所示的瞬態(tài)熱阻曲線來計算IGBT 芯片瞬態(tài)結溫，計算方法如下式所示［4］：

圖8 瞬態(tài)熱阻曲線Fig.8 Transient thermal resistance curve

參考IGBT 規(guī)格書得到瞬態(tài)熱阻曲線，根據(jù)實際工況同步速下占空比為50%，公式簡化為

通過計算可以分別得到IGBT芯片和二極管芯片結到殼的瞬態(tài)熱阻：

IGBT損耗=穩(wěn)態(tài)損耗+開通損耗+關斷損耗：

DIODE損耗=穩(wěn)態(tài)損耗+反向恢復損耗：

以2 個PrimePACK 封裝的英飛凌公司FF1000R17IE4 并聯(lián)的IGBT 模塊為實例進行同步速下模塊能力的折算，當模塊工作在整流模式流過700 A交流電流時，通過計算得出單個IGBT損耗為413 W，二極管損耗為386 W，實測測得殼溫最熱點溫度為92 ℃，此時芯片結溫135 ℃。

根據(jù)上述數(shù)據(jù)可以得到下式的結論：

利用式（10）的結論，計算同步速下IGBT 芯片和二極管芯片結溫在135 ℃時允許的電流值。

根據(jù)計算可知，考慮IGBT 模塊并聯(lián)允許不均流度為5%，即在超同步或亞同步狀態(tài)下可以流過700 A 電流的IGBT 模塊，在長期同步速下最多可承受的電流為499 A，遠遠低于正常狀態(tài)。

5 結論

1）對于雙饋發(fā)電系統(tǒng)來講，同步狀態(tài)是一個特殊的工作狀態(tài)，此時電機側變換器工作在BUCK 模式下，存在三相電流不平衡、單相橋臂內IGBT 芯片和二極管芯片電流不平衡的情況。

2）由于在同步速下存在電流不平衡的情況，通過理論分析和實驗證明此時IGBT模塊過電流能力遠遠低于非同步狀態(tài)，為了避免IGBT 過熱損壞，在調試和運行當中需要對此時的IGBT 模塊能力進行評估，在此點進行必要的降額使用，本文已給出一種實用的評估方法。

3）實際工況中，風速不可能長期保持在同步速，但同步速附近（如1 Hz）的工作點由于頻率較低，溫度紋波較大，對于IGBT模塊來講依然需要重點評估。

［1］李建林，許洪華.風力發(fā)電機中的電力電子變流技術［M］.北京：機械工業(yè)出版社，2008.

［2］劉其輝，賀益康，張建華，等.并網型交流勵磁變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)控制研究［J］.中國電機工程學報，2006，26（23）：109-114.

［3］Pena R，Cclaie J，Asher GM. A Doublyfed Induction Generator Using Back-to-back PWM Converters and its Application to Variable-speed Wind-energy Generation［J］. IEE Proceeding on Electric Power Applicationms，1996，143（3）：231-241.

［4］Dr-lng Arendt Wintrich，Dr-lng Ulrich Nicolai，Dr techn.Werner Tursky Application Manual Power Semiconductors［M］.Germany：SEMIKRON International GmbH，2011.

［5］趙仁德.變速恒頻雙饋風力發(fā)電機交流勵磁電源的研究［D］.杭州：浙江大學，2005.