抗跟蹤干擾的多序列跳頻無線通信系統(tǒng)

趙 寰,全厚德,崔佩璋

(軍械工程學(xué)院信息工程系,河北石家莊050003)

抗跟蹤干擾的多序列跳頻無線通信系統(tǒng)

趙 寰,全厚德,崔佩璋

(軍械工程學(xué)院信息工程系,河北石家莊050003)

常規(guī)慢速頻移鍵控跳頻(frequency-hopping/frequency-shift-keying,FH/FSK)受跟蹤干擾威脅嚴(yán)重;差分跳頻抗跟蹤干擾能力強(qiáng),但部分頻帶干擾下誤碼率高。為提高常規(guī)慢速跳頻抗跟蹤干擾性能,同時(shí)不損失抗部分頻帶干擾性能,提出的多序列跳頻(multi-sequence frequency hopping,MSFH)無線通信方式中,數(shù)據(jù)信道和補(bǔ)償信道頻率分別按不同跳頻序列跳變,使干擾方無法準(zhǔn)確跟蹤補(bǔ)償信道,減少了跟蹤干擾影響;而接收機(jī)射頻前端采用窄帶接收,與差分跳頻的寬帶接收相比可有效抑制部分頻帶干擾。在瑞利衰落信道下,分析了卷積編碼MSFH抗干擾性能。數(shù)值和仿真表明,在最壞跟蹤干擾下MSFH比常規(guī)跳頻約有5～10 dB誤碼率性能增益,且抗部分頻帶干擾性能優(yōu)于差分跳頻。

跳頻;慢速;多序列跳頻;跟蹤干擾

0 引 言

常規(guī)慢跳速頻移鍵控跳頻(frequency-hopping/frequencyshift-keying,FH/FSK)利用載波頻率的偽隨機(jī)跳變可有效“躲避”部分頻帶干擾,但跟蹤干擾下系統(tǒng)性能嚴(yán)重下降。文獻(xiàn)[1 2]詳細(xì)分析了跟蹤干擾參數(shù)對干擾效果的影響。文獻(xiàn)[3]分析了幾種不同干擾策略的效果,證明最有效的策略是同時(shí)干擾數(shù)據(jù)頻率及其補(bǔ)償頻率,且只干擾補(bǔ)償頻率的效果接近同時(shí)干擾兩個(gè)頻率,而只干擾數(shù)據(jù)頻率時(shí)效果明顯降低。雖然增加跳速可以有效對抗跟蹤干擾,但目前大部分短波/超短波跳頻仍然無法達(dá)到很高的跳速[4]。

針對慢速跳頻,文獻(xiàn)[4-7]提出基于多天線和空間分集技術(shù)的跟蹤干擾消除算法,但戰(zhàn)場等使用環(huán)境對設(shè)備移動(dòng)性和小型化要求較高時(shí),短波/超短波段多天線條件不易滿足。在單天線慢速跳頻條件下,文獻(xiàn)[8]提出“非常規(guī)跳頻(unconventional frequency-hopping,UFH)模式”,將FH/FSK的數(shù)據(jù)頻率和補(bǔ)償頻率置于相互正交的信道中,并在每個(gè)信道使用未經(jīng)調(diào)制的音調(diào)信號作為空中波形。文獻(xiàn)[8]證明跟蹤干擾信號會(huì)增加UFH數(shù)據(jù)信道內(nèi)的信號能量,反而有利于非相干接收,可有效對抗跟蹤干擾。文獻(xiàn)[9]提出的差分跳頻系統(tǒng)(differential frequency-hopping, DFH)同樣使用這種模式,但信道選擇由有用信息決定。DFH抗干擾性能近年來得到全面研究。文獻(xiàn)[10]證明DFH具有良好的抗跟蹤干擾能力。但文獻(xiàn)[11-14]指出, DFH接收端沒有信道選擇的先驗(yàn)知識(shí),一般采用整個(gè)工作頻段上的寬帶接收,且為了使編碼增益最大,一般不進(jìn)行窄帶濾波[15],部分頻帶干擾下DFH誤碼率顯著增大。特別是不考慮編碼增益,僅采用逐符號譯碼時(shí),DFH抗部分頻帶干擾性能比FH/FSK差[1617]。

為增強(qiáng)單天線慢跳速FH/FSK抗跟蹤干擾性能,同時(shí)不損失抗部分頻帶干擾性能,這里建立了多序列跳頻(multisequence frequency-hopping,MSFH)系統(tǒng)[1819]。MSFH同樣使用未調(diào)制的音調(diào)信號作為空中波形,但令數(shù)據(jù)信道和補(bǔ)償信道分別按照不同的跳頻序列跳變,降低了跟蹤干擾擊中補(bǔ)償信道的概率,減弱了跟蹤干擾影響。另一方面, MSFH的多個(gè)跳頻序列在發(fā)送端和接收端之間保持同步,因此接收機(jī)射頻前端可以采用窄帶接收,使MSFH仍然可以有效“躲避”部分頻帶干擾。MSFH可以看作對FH/FSK和DFH的折中。文獻(xiàn)[18]考察了未編碼MSFH抗白噪聲性能,文獻(xiàn)[19]得到了卷積編碼MSFH抗瑞利衰落性能。

本文進(jìn)一步考察瑞利衰落信道下卷積編碼MSFH的抗干擾性能。首先描述了MSFH結(jié)構(gòu)模型;然后在瑞利衰落信道下,得到了存在跟蹤干擾時(shí)系統(tǒng)的誤碼率,分析了跟蹤干擾參數(shù)對干擾效果的影響;最后簡要討論了系統(tǒng)抗部分頻帶干擾性能。數(shù)值和仿真表明,MSFH抗跟蹤干擾性能優(yōu)于FH/FSK,抗部分頻帶干擾性能優(yōu)于DFH,綜合抗干擾性能好。

1 系統(tǒng)模型

在MSFH中,整個(gè)工作頻帶包含WSS個(gè)正交跳頻頻點(diǎn)。發(fā)送端與接收端之間共有M個(gè)信道,一個(gè)信道在某跳內(nèi)占據(jù)一個(gè)頻點(diǎn),此頻點(diǎn)由信道對應(yīng)的同步跳頻序列決定,因此整個(gè)系統(tǒng)需要M個(gè)正交跳頻序列。每跳在數(shù)據(jù)比特選定的一個(gè)信道上發(fā)送單音頻信號,所以每跳傳輸?shù)臄?shù)據(jù)比特?cái)?shù)B=log2M。

不失一般性,以二進(jìn)制系統(tǒng)為例(B=1,M=2,以下討論均作此假設(shè))。如圖1所示,用戶數(shù)據(jù)經(jīng)碼率為1/Rc的二進(jìn)制卷積編碼,得到編碼符號序列s。假設(shè)比特能量為Eb,比特持續(xù)時(shí)間為Tb,則符號能量Es=EbB/Rc,符號持續(xù)時(shí)間Ts=TbB/Rc。假設(shè)相鄰頻點(diǎn)間隔為1/Ts,跳速Th=Ts,即每跳發(fā)送1個(gè)編碼符號。在t時(shí)刻,如果編碼符號s=0,則使用信道0,亦即在跳頻序列FS0的當(dāng)前頻率f(0,t)上發(fā)送單音頻信號s0(t);如果編碼符號s=1,則使用信道1,亦即在跳頻序列FS1的當(dāng)前頻率f(1,t)上發(fā)送單音頻信號s1(t)。其中FS0和FS1相互正交,且分別在發(fā)送端與接收端之間保持同步。最終發(fā)送信號s(t)為s0(t)與s1(t)的組合。以圖1所示為例,假設(shè)符號序列s=(…,1,0,1,0,…),則相應(yīng)的發(fā)送頻率序列為(…,f1,f3,f2,f0,…)。發(fā)送信號的基帶等效表示為

圖1 MSFH發(fā)射機(jī)示意圖

s(t)在射頻前端經(jīng)過帶通濾波并上變頻到發(fā)射頻段進(jìn)入信道。假設(shè)信道模型是頻率非選擇性慢衰落的,衰落幅度呈瑞利分布,在一跳之內(nèi)近似為常數(shù),且不同頻點(diǎn)上衰落相互獨(dú)立。信道內(nèi)存在加性噪聲和跟蹤干擾。在接收端,如圖2所示,第l跳的接收信號經(jīng)射頻前端下變頻和帶通濾波后,其基帶等效表示為

式中,α和θ分別為等效低通信道的包絡(luò)和相位,α服從參數(shù)為σα的瑞利分布,θ在[-π,π]上服從均勻分布;n(t)表示單邊功率譜密度為N0的加性噪聲;J(t)表示跟蹤干擾。干擾方以一定成功率β跟蹤數(shù)據(jù)信道的跳變,并在一跳剩余時(shí)間TJ內(nèi),在數(shù)據(jù)信道及其附近共WJ(WJ≥2)個(gè)頻點(diǎn)上發(fā)射窄帶噪聲。假設(shè)延遲到下一跳內(nèi)的干擾功率可忽略,干擾功率在干擾帶寬上均勻分布,等效單邊功率譜密度為NJ。定義平均信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)為ˉγ= 2σ2αEb/N0,等效平均信干比(signal-to-jamming ratio,SJR)為ˉγJ=2σ2αEb/NJ。

圖2 MSFH接收機(jī)示意圖

如圖2所示,在接收機(jī)內(nèi),r(t)分別與信道0和信道1的當(dāng)前頻率進(jìn)行混頻,并經(jīng)中頻窄帶濾波后分別進(jìn)行平方率非相干檢測。由信道i(i=0,1)的一跳檢測結(jié)果Ri得到軟判決結(jié)果Y=R0-R1,然后經(jīng)Viterbi譯碼得到原始數(shù)據(jù)。

與FH/FSK相比,MSFH不需對載波進(jìn)行調(diào)制,而是靠載頻本身來表示消息。對有用信號的同頻干擾會(huì)使一跳信號的能量增加,這樣反而會(huì)增加檢測概率[10]。另一方面,不像FH/FSK和UFH中數(shù)據(jù)信道與補(bǔ)償信道有固定頻率間隔,MSFH的數(shù)據(jù)信道和補(bǔ)償信道頻率間隔是偽隨機(jī)的,即使干擾方截獲了數(shù)據(jù)信道頻率,也難以估計(jì)補(bǔ)償信道頻率,因此MSFH補(bǔ)償信道被有效干擾的概率降低。如圖3所示,跟蹤干擾以一定的帶寬即可干擾FH/FSK全部4跳中的補(bǔ)償信道,而MSFH第2跳和第4跳中補(bǔ)償信道沒有被干擾。根據(jù)文獻(xiàn)[3],不能有效干擾補(bǔ)償信道將使干擾效果弱化。

圖3 跟蹤干擾對MSFH和FH/FSK影響的比較

考慮MSFH抗部分頻帶干擾性能。與DFH相比,MSFH數(shù)據(jù)信道和補(bǔ)償信道被同步跳頻序列嚴(yán)格約束,因此其合法頻率轉(zhuǎn)移路徑遠(yuǎn)少于DFH,可以更好地抑制部分頻帶干擾。如圖4所示,第4跳f2上的干擾可直接被MSFH的窄帶接收機(jī)濾除,而在相同信道條件下,干擾進(jìn)入DFH寬帶接收機(jī)。假設(shè)DFH譯碼網(wǎng)格如圖4所示,其中實(shí)線所示為正確的頻率轉(zhuǎn)移路徑。在第4跳,雖然f2不在第3跳正確接收頻率的扇出路徑上,但同樣有可能造成譯碼錯(cuò)誤:若因f2上干擾的影響,第4跳接收到的頻率被判決為f2,則按照序列譯碼規(guī)則,圖4所示正確路徑和錯(cuò)誤路徑的譯碼度量相同。在以后的譯碼過程中,這條錯(cuò)誤路徑可能會(huì)幸存下來,并最終造成第3跳和第4跳譯碼都發(fā)生錯(cuò)誤。而且注意到這種錯(cuò)誤不能通過在DFH譯碼前增加窄帶濾波來避免,因?yàn)镈FH正是利用寬帶接收來更新每條路徑的度量,從而實(shí)現(xiàn)最大似然譯碼的,窄帶濾波會(huì)使帶外頻點(diǎn)上的度量丟失[15]。

需要注意的是,MSFH要求收發(fā)雙方在使用的所有序列上均取得同步。為保持同步信號與數(shù)據(jù)信號的特征一致,采用自同步法。對M個(gè)序列的同步捕獲檢測值進(jìn)行合并,再用合并值進(jìn)行同步識(shí)別,使合成序列達(dá)到同步,進(jìn)而使對應(yīng)的每個(gè)跳頻序列分別完成同步,代價(jià)是比傳統(tǒng)跳頻系統(tǒng)所需的同步時(shí)間稍長。以下討論時(shí)均假設(shè)已取得嚴(yán)格同步。

圖4 部分頻帶干擾對MSFH和DFH影響的比較

2 誤碼率分析

本節(jié)首先得到跟蹤干擾下的系統(tǒng)誤碼率,再進(jìn)行簡單修正得到部分頻帶干擾下的誤碼率。

2.1 跟蹤干擾下MSFH誤碼率

不失一般性,假設(shè)用戶數(shù)據(jù)為全0序列,則編碼后亦為全0序列。在第l跳,考慮信道i(i=0,1)的檢測結(jié)果Ri受干擾情況。用隨機(jī)變量qi=1或0表示Ri被干擾或不被干擾,則在信道i的非相干檢測器處,干擾和噪聲的功率譜密度可統(tǒng)一表示為

式中,ρT=TJ/Th,表示一跳內(nèi)被干擾時(shí)間占一跳時(shí)間的比例;ρW=WJ/WSS,表示干擾帶寬占總跳頻帶寬的比例。

軟判決結(jié)果Y=R0-R1的干擾狀態(tài)與Ri的干擾狀態(tài)有關(guān),因此令隨機(jī)變量Qj=(q0q1)表示Y的干擾狀態(tài),其中j=0,1,2,3。Qj與q0,q1的關(guān)系如表1所示。假設(shè)兩信道的干擾狀態(tài)相互獨(dú)立,則Qj的概率分布為

表1_一跳干擾狀態(tài)Qj與各信道干擾狀態(tài)qi的關(guān)系

當(dāng)發(fā)送編碼符號為s(s=0或1),干擾狀態(tài)為Qj時(shí),判決結(jié)果Y的概率密度函數(shù)為判決結(jié)果Y送入譯碼器進(jìn)行Viterbi譯碼,找出一條似然概率最大的路徑作為譯碼輸出。用pY(y|s)表示編碼符號為s時(shí)Y的似然函數(shù)。為簡化計(jì)算,使用對數(shù)似然函數(shù)ln pY(y|s)作為譯碼度量,則Viterbi算法等價(jià)于找到一條累積譯碼度量最大的路徑。其比特誤碼率Pb的聯(lián)合上界[20]可表示為式中,dfree表示卷積碼的最小自由距離;ak為與正確路徑首次匯合且距離為k的路徑上的錯(cuò)誤比特?cái)?shù),這兩個(gè)參數(shù)由卷積碼的生成函數(shù)確定;P2(k)為成對錯(cuò)誤概率,即一條與正確路徑距離為k的錯(cuò)誤路徑被選為幸存路徑的概率。因?yàn)橐鸭僭O(shè)發(fā)送全0序列,則成對錯(cuò)誤概率為

式中,r遍歷錯(cuò)誤路徑與正確路徑不同的k個(gè)符號。假設(shè)這k個(gè)符號中,第r個(gè)符號對應(yīng)判決結(jié)果yr干擾狀態(tài)為Qrj,令Q=(Q1j,…,Qrj,…,Qkj)表示所有k個(gè)符號對應(yīng)判決結(jié)果的干擾狀態(tài)向量,且在Q中,干擾狀態(tài)Qj發(fā)生的次數(shù)分別為kj,k0+k1+k2+k3=k。從而可將式(10)化為條件成對錯(cuò)誤概率P2(k,Q)的平均,即

式中,P2(k,Q)可表示為

由式(8)知,式(12)中pY(yrj|s,Qj)(s=0,1)是分段函數(shù),分段點(diǎn)在y=0。因此進(jìn)一步假設(shè)在每種干擾狀態(tài)Qj對應(yīng)的kj個(gè)判決結(jié)果Yj中,有nj個(gè)大于0(用Y+j表示),其余(kj-nj)個(gè)小于0(用Y-j表示)。并令向量N=(n0,n1,n2, n3),則可再次將P2(k,Q)看作P2(k,Q,N)的平均,即

式中

式中,P(Y≥0|0,Qj)和P(Y＜0|0,Qj)分別是發(fā)送符號s=0,干擾狀態(tài)為Qj時(shí)Y≥0和Y＜0的概率,可由式(8)中Y的概率密度函數(shù)在相應(yīng)的區(qū)間上積分得到。而式(13)中條件成對錯(cuò)誤概率P2(k,Q,N)可表示為則可得U的分布函數(shù)

式中,D2=D3+D4。特殊地,當(dāng)D3=0,D4＞0時(shí),B0n=0; B1n=0(當(dāng)n＜D4)或B1n=1(當(dāng)n=D4)。當(dāng)D4=0,D3＞0時(shí),B1n=0;B0n=0(當(dāng)n＜D3)或B0n=1(當(dāng)n=D3)。

因此,式(15)可化為

將式(22)、式(24)代入式(27)并積分,可得

式中

特殊地,當(dāng)n1=n2=n3=n4=0時(shí),P2(k,Q,N)= Pr{U＞0}=∫+∞0pU(u)d u=1。當(dāng)k1-n1=k2-n2=k3-n3=k4-n4=0時(shí),P2(k,Q,N)=Pr{V＜0}=0。

至此,可由式(28)得到P2(k,Q,N),將其代入式(13)得到P2(k,Q),進(jìn)而代入式(11)可得到成對錯(cuò)誤概率P2(k),最后將P2(k)代入式(9)即可得到跟蹤干擾下MSFH的比特誤碼率上限。

2.2 部分頻帶干擾下MSFH誤碼率

部分頻帶干擾可以看作跟蹤干擾的一種特殊情況,即干擾方無法準(zhǔn)確跟蹤數(shù)據(jù)信道,而只能隨機(jī)選擇干擾頻帶的位置,相當(dāng)于跟蹤成功率下降到β=ρW=WJ/WSS。因此,在部分頻帶干擾下,可得Qj的概率分布為

將式(33)～式(36)代入式(11),即可計(jì)算成對錯(cuò)誤概率P2(k),同理,將P2(k)代入式(9)即可得到部分頻帶干擾下MSFH的比特誤碼率上限。

3 仿真與數(shù)值分析

不失一般性,假設(shè)跳頻帶寬內(nèi)有32個(gè)跳頻頻點(diǎn), MSFH使用碼率為1/2的卷積編碼,最小自由距離dfree=5時(shí)的一個(gè)生成多項(xiàng)式為[(5)8(7)8][20]。令平均信噪比ˉγ為16.7 d B,此時(shí)MSFH在無干擾瑞利衰落信道下的比特誤碼率約為10-5。

圖5比較了跟蹤干擾和部分頻帶干擾下MSFH誤碼率仿真值和數(shù)值計(jì)算得到的上限。仿真結(jié)果與數(shù)值計(jì)算結(jié)果基本重合,說明第2節(jié)得到的誤碼率上限是非常緊密的。圖5中,跟蹤干擾和部分頻帶干擾帶寬相同(同為ρW= 0.25),但跟蹤干擾條件下系統(tǒng)誤碼率明顯高于部分頻帶干擾條件。這是因?yàn)楦櫢蓴_成功率很高(β=1),相應(yīng)地,在跟蹤干擾下狀態(tài)Q3發(fā)生的概率高于部分頻帶干擾條件下。而根據(jù)文獻(xiàn)[3],在4種干擾狀態(tài)中Q3導(dǎo)致的誤碼最嚴(yán)重。

圖5 跟蹤干擾/部分頻帶干擾下MSFH誤碼率仿真與數(shù)值對比(ρW=0.25,跟蹤干擾β=1,ρT=1)

MSFH抗跟蹤干擾性能與常規(guī)二進(jìn)制FH/FSK(FH/ BFSK)進(jìn)行比較。假設(shè)兩者跳頻帶寬相同,FH/BFSK中數(shù)據(jù)頻率與補(bǔ)償頻率的間隔固定為1/Ts,且采用與MSFH同樣的卷積編碼和軟判決Viterbi譯碼。跟蹤干擾方跟蹤數(shù)據(jù)信道的跳變,并在數(shù)據(jù)信道及其附近頻點(diǎn)上發(fā)射窄帶噪聲。這樣,對FH/BFSK來說,成功的跟蹤干擾總是同時(shí)覆蓋數(shù)據(jù)頻率和補(bǔ)償頻率。與文獻(xiàn)[2]相似,觀察跟蹤干擾的時(shí)間比例ρT、成功率β和帶寬比例ρW對干擾效果的影響,結(jié)果分別如圖6～圖8所示。

圖6 跟蹤干擾ρT對MSFH與常規(guī)FH/BFSK誤碼率影響(ρW=1/8,β=1)

圖7 跟蹤干擾β對MSFH與常規(guī)FH/BFSK誤碼率影響(ρW=1/8,ρT=1)

圖8 跟蹤干擾ρW對MSFH與常規(guī)FH/BFSK誤碼率影響(β=1,ρT=1)

跟蹤干擾時(shí)間比例ρT對MSFH與FH/BFSK誤碼率的影響如圖6所示。兩者的誤碼率都隨ρT的增大而增大。對相同ρT,中等信干比下MSFH比FH/BFSK普遍約有3～5 dB性能增益;而在小信干比下MSFH性能增益更大,可達(dá)5 dB以上。

干擾成功率β對干擾效果的影響如圖7所示。MSFH與FH/BFSK誤碼率都隨β的增大而增大;當(dāng)β較大時(shí), MSFH比FH/BFSK普遍約有3～5 dB性能增益;而在小信干比下,MSFH性能增益可達(dá)5 d B以上?？梢奙SFH通過降低補(bǔ)償信道被干擾的概率,帶來的抗跟蹤干擾性能增益是明顯的。由圖7亦可發(fā)現(xiàn),當(dāng)干擾成功率接近干擾帶寬比例(圖中β=1/4,ρW=1/8),即跟蹤干擾逐漸退化為部分頻帶干擾時(shí),MSFH相比FH/BFSK的誤碼率性能優(yōu)勢不明顯。這一點(diǎn)將在圖9部分頻帶干擾條件下進(jìn)一步說明。

圖8所示為跟蹤干擾帶寬比例ρW對干擾效果的影響,條件為干擾成功率β=1,干擾時(shí)間比例ρT=1。此時(shí)ρW使系統(tǒng)誤碼率達(dá)到最大的跟蹤干擾稱為最壞跟蹤干擾。圖8中當(dāng)ρW=1,即寬帶干擾時(shí),MSFH與FH/BFSK誤碼率重合。隨ρW減小,FH/BFSK誤碼率增大,即FH/BFSK的最壞跟蹤干擾帶寬很窄。而ρW與MSFH誤碼率之間的關(guān)系有所不同:在大信干比和中等信干比(約ˉγJ＞10 dB)下, MSFH誤碼率隨ρW增大而減小,即最壞跟蹤干擾是窄帶的;而隨信干比降低,MSFH最壞跟蹤干擾的帶寬急劇變寬,最后變?yōu)閷拵Ц蓴_。在最壞跟蹤干擾下,MSFH比FH/BFSK普遍約有5～10 d B性能增益。值得注意的是,當(dāng)跟蹤干擾帶寬很窄(ρW=1/16)時(shí),MSFH誤碼率先隨信干比減小而增大,達(dá)到最大值后,隨信干比繼續(xù)減小,MSFH誤碼率反而逐漸減小。這是因?yàn)楦櫢蓴_帶寬特別窄時(shí),擊中補(bǔ)償信道的概率很小,而數(shù)據(jù)信道上干擾信號功率很大,此時(shí)將增大數(shù)據(jù)信道的非相干接收能量,有利于正確判決。圖6～圖8顯示MSFH抗跟蹤干擾能力明顯優(yōu)于FH/BFSK。

圖9比較了MSFH,FH/BFSK和DFH的抗部分頻帶干擾性能。其中FH/BFSK模型與圖6～圖8中相同。而DFH工作帶寬亦分為32個(gè)頻點(diǎn),扇出系數(shù)為2,采用線性合并譯碼[21]方法。這種情況下DFH的G函數(shù)可等效為dfree=5的卷積編碼,編碼增益與MSFH和FH/BFSK相同。由圖9可見,在相同干擾帶寬下,MSFH誤碼率遠(yuǎn)低于DFH。這是因?yàn)镸SFH采用窄帶接收,相比DFH的寬帶接收,進(jìn)入接收機(jī)的干擾較少。而在小信干比下,MSFH比FH/BFSK誤碼率略高,這是因?yàn)檩^強(qiáng)的部分頻帶干擾僅擊中MSFH補(bǔ)償信道時(shí),將使MSFH產(chǎn)生非常嚴(yán)重的誤碼。雖然在圖9中沒有畫出,但實(shí)際上當(dāng)ρW取小于1的其他值時(shí),以上結(jié)論仍然成立。圖9顯示MSFH抗部分頻帶干擾能力明顯優(yōu)于DFH。

圖9 部分頻帶干擾對MSFH、DFH和FH/BFSK誤碼率影響(ρW=1/8)

4 結(jié) 論

本文提出的MSFH中,數(shù)據(jù)信道和補(bǔ)償信道頻率分別按各自的跳頻序列跳變,增加了傳輸頻率的隨機(jī)性,提高了抗跟蹤干擾性能;同時(shí)窄帶接收保證了良好的抗部分頻帶干擾性能。在頻率非選擇性瑞利慢衰落信道下,詳細(xì)分析了跟蹤干擾對系統(tǒng)誤碼率的影響,并簡要討論了系統(tǒng)抗部分頻帶干擾性能。結(jié)果表明,MSFH抗跟蹤干擾性能優(yōu)于FH/FSK,而抗部分頻帶干擾性能優(yōu)于DFH。雖然以慢速跳頻為例,但MSFH亦適用于快速跳頻。

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全厚德(1963-

趙 寰(1985-),男,教授,博士,主要研究方向?yàn)闊o線通信系統(tǒng)抗干擾。

E-mail:zkjysyyb@163.com

崔佩璋(1974-),男,副教授,博士,主要研究方向?yàn)闊o線通信系統(tǒng)抗干擾。

E-mail:cpz_zk@163.com

Follower-jamming resistible multi-sequence frequency hopping wireless communication

ZHAO Huan,QUAN Hou-de,CUI Pei-zhang
(Information Engineering Department,Ordnance Engineering College,Shijiazhuang 050003,China)

The conventional slow-hopping-rate frequency-hopping/frequency-shift-keying(FH/FSK)is threatened by follower jamming(FJ).On the other hand,the differential frequency hopping(DFH)can resist FJ efficiently,but its bit error rate rises significantly under partial band jamming(PBJ).To enhance the FJ rejection capability of the slow-hopping-rate FH/FSK without the expense of PBJ rejection capability,the proposed multi-sequence frequency hopping(MSFH)mode makes the data channel and the complementary channel hop on their respective frequency sequences,which will lure the follower jammer out of aiming at the complementary channel,thus mitigating the effect of FJ.Besides,the narrow-band front end is employed in the MSFH receiver,which will resist PBJ more efficiently than the wide-band receiver of DFH.In the Rayleigh fading channel,the anti-jamming performance of the convolutional coded MSFH is evaluated.Numerical and simulation results show that,the MSFH generally outperforms FH/FSK by 5～10 dB when under the worst-case FJ, and also outperforms DFH notably when under PBJ.

frequency-hopping(FH);slow-hopping-rate;multi-sequence frequency-hopping(MSFH);follower jamming(FJ)

TN 914.4

A

10.3969/j.issn.1001-506X.2015.03.31

),男,博士研究生,主要研究方向?yàn)槎滩o線通信抗干擾技術(shù)。

E-mail:zhaohuan_mec@163.com

網(wǎng)址:www.sys-ele.com

1001-506X(2015)03-0671-08

2014 05 29;

2014 07 07;網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版日期:2014 09 28。

網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版地址:http:∥w ww.cnki.net/kcms/detail/11.2422.TN.20140928.1610.008.html

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