基于多周期欠采樣技術(shù)的生物電阻抗成像硬件系統(tǒng)*

侯海嶺,王化祥,陳曉艷

(1.天津大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,天津 300072;2.天津科技大學(xué)電子信息與自動化學(xué)院,天津 300222)

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基于多周期欠采樣技術(shù)的生物電阻抗成像硬件系統(tǒng)*

侯海嶺1,2,王化祥1*,陳曉艷2

(1.天津大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,天津 300072;2.天津科技大學(xué)電子信息與自動化學(xué)院,天津 300222)

生物醫(yī)學(xué)研究表明,人體組織復(fù)阻抗的實部和虛部均包含著豐富的生理和病理信息,而復(fù)阻抗的虛部信息很微弱,不易提取,要求激勵頻率達(dá)到1 MHz以上,提取出虛部信息,從而提高診斷準(zhǔn)確性。針對該問題,本文設(shè)計了一種基于CAN總線的生物電阻抗成像系統(tǒng)硬件電路,使激勵信號的頻率擴(kuò)至10 MHz。電路中采用數(shù)字合成器AD9852為各數(shù)據(jù)采集單元提供統(tǒng)一的時鐘信號,采用16位1MSPS的模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD7677以及多周期欠采樣技術(shù)對高頻段波形采集信號,最后利用數(shù)字相敏解調(diào)技術(shù)獲取復(fù)阻抗的實部和虛部信息。

生物電阻抗成像;欠采樣;數(shù)字合成器;數(shù)字相敏解調(diào)

生物醫(yī)學(xué)研究表明,人體各個組織(器官)具有不同的阻抗特性[1],且一些病理現(xiàn)象和生物活動均會引起人體組織阻抗的變化[2-3]。因此生物組織阻抗中攜帶著豐富的病理和生理信息。Brown等人于1985年首次論述了電阻抗斷層成像EIT(Electrical Impedance Tomography)技術(shù)可能的醫(yī)學(xué)應(yīng)用,并提出將其應(yīng)用于肺部通氣過程圖像監(jiān)測[4-5]。

人體組織的復(fù)阻抗的實部和虛部包含著豐富的生理和病理信息,而通常復(fù)阻抗的虛部信息很微弱,不易提取,要求激勵頻率達(dá)到1 MHz以上[5],從而豐富成像信息,提高診斷準(zhǔn)確性。

將激勵頻率擴(kuò)展至1 MHz以上,電路設(shè)計中需要解決一些問題。首先,工程上,根據(jù)奈奎斯特采樣定理,采集頻率一般為實際信號頻率的5～10倍,并且對于生物醫(yī)學(xué)來說,需要確保分辨率,因此,硬件電路要選擇高速、高分辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。如激勵頻率為10 MHz時,則采集頻率至少為50 MHz～100 MHz,對于模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的選型帶來困難。并且,更重要的是,在高頻段,電路中存在的分布參數(shù)會對有用信號產(chǎn)生很大的影響[6]。針對以上兩個問題,硬件電路選用了16位、1MSPS的模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD7677,采用多周期欠采樣技術(shù),解決高速采集問題;利用DSP強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理能力,采用軟件補償?shù)姆椒?消除分布參數(shù)對有用信號的影響。

1 硬件系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)

基于CAN總線的生物電阻抗成像硬件系統(tǒng)由中間控制板+多個數(shù)據(jù)采集板構(gòu)成,結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示?；贒SP的中間控制板作用:①接收上位機(jī)發(fā)來的指令及上位機(jī)與數(shù)據(jù)采集板間的數(shù)據(jù)中轉(zhuǎn);②時鐘發(fā)生器,為各數(shù)據(jù)采集板提供統(tǒng)一的時鐘信號;數(shù)據(jù)采集板的作用:①同步實時采集各通道電壓,并進(jìn)行數(shù)據(jù)處理;②信號發(fā)生器,產(chǎn)生激勵信號及同步采樣信號;③通過CAN總線上傳數(shù)據(jù)。

圖2 中間控制板系統(tǒng)框圖

1.1 中間控制板的電路結(jié)構(gòu)

中間控制板電路原理框圖如圖2所示。該電路以32位定點DSP芯片TMS320F2812為控制核心,外擴(kuò)一片MAX3232,采用串口與上位機(jī)通信。外擴(kuò)一片SN65HVD230-CAN總線驅(qū)動器,與數(shù)據(jù)采集板通過CAN總線進(jìn)行數(shù)據(jù)通信。電路采用TMS320F2812的XINTF外部擴(kuò)展接口與數(shù)字合成器AD9852通過典型的三總線連接;因為電路只使用AD9852的可編程時鐘發(fā)生器功能,因此,為了降低功耗,只開啟數(shù)模轉(zhuǎn)換器和比較器,使功耗最小化;采用工作模式0。AD9852的電流輸出端經(jīng)過電流/電壓轉(zhuǎn)換后,通過低通濾波器電路后接內(nèi)部比較器的輸入,比較器的輸出端接SN65LVDS108-8端口低壓差分信號緩沖器,驅(qū)動時鐘信號向各數(shù)據(jù)采集板提供統(tǒng)一的時鐘信號,該信號頻率范圍是0～80 MHz。

電源采用一片TPS767D318為中間控制板供電,分為3.3 V和1.8 V兩路輸出,每路輸出電流最大1.0 A。TMS320F2812在150 MHz工作頻率,所有外設(shè)均啟用的情況下,根據(jù)數(shù)據(jù)手冊,最大需要355 mA,而AD9852在只啟用比較器的情況下,根據(jù)數(shù)據(jù)手冊,不超過50 mA,因此電流總和小于500 mA,一片TPS767D318完全滿足應(yīng)用。

1.2 數(shù)據(jù)采集板的電路結(jié)構(gòu)

圖3 數(shù)據(jù)采集板系統(tǒng)框圖

數(shù)據(jù)采集板的電路原理框圖如圖3所示。該電路采用DSP+FPGA結(jié)構(gòu),充分利用DSP強(qiáng)大的運算能力以及FPGA的靈活的可編程特性。32位定點DSP芯片TMS320F2812作為控制核心,外擴(kuò)一片SN65HVD230收發(fā)器,通過CAN總線與中間控制板進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。FPGA選用賽靈思SPARTAN3E系列的XC3S250E,100管腳。應(yīng)用中FPGA主要用作一塊容量為256個字的雙口RAM。DSP利用XINTF外部擴(kuò)展接口,采用典型的三總線結(jié)構(gòu)與該雙口RAM的A口相連,A口的時鐘端連接DSP的XINTF時鐘輸出端XCLKOUT。程序利用TMS320F2812的片上引導(dǎo)ROM中的IQMath表產(chǎn)生14位的正弦數(shù)字信號。根據(jù)采樣頻率(該采樣頻率不能超出模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD7677最大采樣率為1 Msample/S),采用第14位決定是否采樣,0為進(jìn)行采樣,1為不采樣。雙口RAM的B口輸出上述的15位數(shù)字波形信號及采樣信號,B口的時鐘端接來自于中間控制板的時鐘信號。由于各個數(shù)據(jù)采集板的雙口RAM的數(shù)據(jù)輸出端B口的時鐘均取自于統(tǒng)一的時鐘信號,因此,各個數(shù)據(jù)采集板的激勵信號和采集信號都保持同步。FPGA輸出14位的激勵信號波形至14位的數(shù)模轉(zhuǎn)換器AD9754,使數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號[6];對AD9754輸出的電流模擬信號采用AD8066高速放大器進(jìn)行電流/電壓轉(zhuǎn)換、放大后,變換為大約-2.5 V～2.5 V之間的激勵信號。激勵信號或者電極的測量信號經(jīng)過一個100 Ω的精密電阻,通過兩個16位的1MSPS模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD7677測量該精密電阻兩端的電壓信號,通過計算獲得流過該電阻的電流。AD7677采用8位的數(shù)字信號與DSP相連,兩片AD7677共同組成16位,如圖3所示。每個周期所有采樣點進(jìn)行乘累加運算后,即是數(shù)字相敏解調(diào)的實部和虛部。在主程序中對結(jié)果進(jìn)行軟件校正處理,數(shù)據(jù)處理好后,通過CAN總線發(fā)送給中間控制板。

2 多周期欠采樣技術(shù)

2.1 多周期欠采樣技術(shù)

如前面所述,人體組織阻抗的實部和虛部均包含著豐富的生理和病理信息,Jossinet[7]認(rèn)為施加超過1MHz的激勵信號會增加診斷價值,這是因為細(xì)胞內(nèi)的生理狀況是在較高頻率段檢測。而虛部信息需要在激勵頻率達(dá)到幾MHz時才凸顯出來;同時根據(jù)奈奎斯特采樣定律,為保持信號的完整,采樣頻率fs至少是待采樣信號最高頻率fm的兩倍以上,工程實踐中fs通常采用5～10倍的fm。若激勵頻率為10 MHz,則fs是50 MHz～100 MHz。目前選擇既要有較高的分辨率,又要具備如此高采樣頻率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器較困難。本文選擇帶寬為1 MSPS的模數(shù)轉(zhuǎn)換器,采用多周期欠采樣技術(shù)解決帶寬問題。這種方法與示波器捕捉高于其最高采樣頻率的周期性波形方法類似,獲得正弦波多個周期的采樣點,每個周期的采樣點數(shù)不為整數(shù),使得各采樣點在每個周期中的位置不同。通過合理地選擇采樣頻率,所獲得的樣本與采用更高采樣頻率在一個周期內(nèi)獲得所需的樣本是等價的[8],如圖4所示。圖中藍(lán)色實線是頻率為88.6 kHz的兩個周期的正弦信號,紅色圓圈采樣點是在第1個周期內(nèi)以17×88.6 kHz的采樣頻率采集的第1個周期的采樣點,藍(lán)色星號采樣點是以17×88.6/2 kHz的采樣頻率采集的兩個周期的采樣點。由圖4可見,同樣的采樣點通過兩個周期獲得,而采集頻率則降低了一倍。

圖4 多周期欠采樣技術(shù)示例

對于采樣頻率fs的選擇,為確保一個采集樣本處于信號波形唯一的時間點上,應(yīng)使fs與信號頻率fm的比值是一個素數(shù)[9]。例如,fm=88.6 kHz,以每周期16個采樣點的速率采集,17個采樣點就是最接近的一個素數(shù),在這種情況下,

fs=17 samples/cycle×88 600cycle/s

=1 506 200 samples/s

顯然fs超出了1MSPS的采集速率。將fs除以2,得到fs=753 100 samples/s

由上式看出,通過兩個采樣周期同樣獲得17個時間點各不相同的樣本,并且以這種方式獲得的采樣點與fs=753 100samples/s頻率獲得的采樣點是相同的。

2.2 數(shù)字相敏解調(diào)

通過高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲得原始測量數(shù)據(jù)后,通過相敏解調(diào)技術(shù)計算出復(fù)阻抗的實部和虛部,進(jìn)而可求得幅值和相位[10]。相敏解調(diào)技術(shù)對于那些被高斯白噪聲或其他非相干噪聲污染甚至淹沒于噪聲中的有效信號的實部和虛部的提取是一個有效方法,它基于匹配濾波技術(shù),當(dāng)噪聲為高斯白噪聲時匹配濾波技術(shù)在各種形式的濾波器中最大程度地改善了信噪比[11-13]。

定義同相參考信號Vci,正交參考信號Vsi以及測量信號Vi分別為

Vci=cos(2πiFsig/Fs)

(1)

Vsi=sin(2πiFsig/Fs)

(2)

Vi=Acos(2πiFsig/Fs+φ)

(3)

式(1)～式(3)中Fs是采樣頻率,Fsig是信號頻率,A是信號的幅值,φ是信號的初始相位。進(jìn)行乘累加運算后得到,

(4)

(5)

式(4)～式(5)中,N=Fs/Fsig,從式(4)、(5)很容易算出幅值和相位。

2.3 實驗驗證

本文采用MATLAB結(jié)合數(shù)字相敏解調(diào)對多周期欠采樣技術(shù)進(jìn)行了數(shù)值實驗驗證。以上面提到的頻率為fm=88.6kHz的信號為例,采樣頻率為fs=753 100samples/s,在兩個周期內(nèi)采集17個采樣點,正弦信號以及采樣點、參考點如圖5(a)所示。表1所示是通過數(shù)字相敏解調(diào)后計算出來的實部和虛部,以及幅值和相位,通過數(shù)值實驗驗證,表明方法可行。圖5(b)所示,信號頻率為fm=10MHz,幅值為2.5,采樣頻率為fs=850 000samples/s,在200個周期內(nèi)采集17個采樣點。

圖5 不同頻率的信號

圖6 系統(tǒng)單通道測量阻值

表1 頻率為fm=88.6 kHz、幅值2.5的正弦信號

3 系統(tǒng)性能測試及靜態(tài)實驗結(jié)果

3.1 系統(tǒng)重復(fù)性測試

被測負(fù)載取自精密電阻箱,阻值分別取100 Ω、200 Ω和400 Ω,在激勵頻率100 kHz下,分別測50組數(shù)據(jù),測量結(jié)果如圖6所示。

以擴(kuò)展不確定度ks表征系統(tǒng)的示值重復(fù)性[14],其計算公式為:

(6)

3.2 信噪比

系統(tǒng)的信噪比SNR(Signal-to-NoiseRatio)表示電子系統(tǒng)中信號與噪聲的比值。電阻抗層析成像的逆問題具有病態(tài)性、不適定性,因此,國際上認(rèn)為要區(qū)分出不同的阻抗分布,系統(tǒng)的信噪比至少要高于60dB。信噪比SNR為

(7)

通過測量,得到SNR為81.2dB。

3.3 靜態(tài)實驗

實驗采用300mm的有機(jī)玻璃槽、濃度為0.7%的生理鹽水以及玻璃棒來模擬人體組織中阻抗的不同分布,對16電極進(jìn)行100kHz的激勵和測量。如圖7(a)、圖7(b)和圖7(c)所示。

圖7 測量圖

圖8 成像效果

實驗采用Landweber迭代算法利用所測量的電阻抗的幅值進(jìn)行成像。該算法是最速下降法的一種變形,選擇負(fù)梯度方向為其迭代方向。Landweber迭代法一般用來解決Fredholm積分方程的典型病態(tài)問題[15-16]。

Landweber迭代公式為

gk+1=Ak+1z=Akz+A0(z-SAkz)

(8)

可簡化為

Ak+1=Ak+A0(I-SAK)

(9)

式中,g為m×1的灰度矢量矩陣;S為n×m的靈敏度系數(shù)矩陣。

迭代過程如下:

第1步,確定初始值A(chǔ)0

A0=αST,其中

(10)

式中,α為增益因子,用以控制收斂速度;λmax為SST方陣的最大特征值。

第2步,廣義逆矩陣的迭代計算

Ak+1=Ak+A0(2I-SAk)

(11)

最后,在線一步成像

gk=Akz

(12)

式中,z為n×1階的測量數(shù)據(jù)矢量矩陣。

成像效果如圖8(a)和圖8(b)所示。程序中采用了濾波算子,根據(jù)濾波算子上下限的不同,成像效果也有差別。

4 結(jié)論

本文針對高頻段數(shù)據(jù)采集的難點,設(shè)計了一種基于多周期欠采樣技術(shù)的生物電阻抗成像硬件系統(tǒng)。該系統(tǒng)的中間控制板為各個數(shù)據(jù)采集板提供統(tǒng)一的0～80MHz時鐘信號,從而在數(shù)據(jù)采集板中信號發(fā)生器的配合下,使激勵信號的頻率可達(dá)10MHz。數(shù)據(jù)采集板采用DSP+FPGA結(jié)構(gòu),利用FPGA靈活的可編程性,將FPGA配置成信號發(fā)生器;利用DSP強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理能力,在DSP程序中實時地進(jìn)行數(shù)字相敏解調(diào)的乘累加運算,然后對解調(diào)結(jié)果在主程序中進(jìn)行補償校正,以消除在高頻段旁路阻抗對有效信號的影響。采用多周期欠采樣技術(shù),解決了高頻段數(shù)據(jù)采集的問題。

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A Bio-Electrical Impedance Tomography System Hardware Based on Undersampling Technology*

HOUHailing1,2,WANGhuaxiant1*,CHENXiaoyan2

(1.School of Electrical Engineering and Automation,Tianjin University,Tianjin 300072,China;2.College of Electronic Information and Automation,Tianjin University of Science and Techonology,Tianjin 300222,China)

Biomediccal research has learned that the real and imaginary parts of the complex impedance of human tissue contain abundant information of physiology and pathology.While the imaginary part of the complex impedance information is so weak that it is difficult to obtain.However,it becomes easy to acquire imaginary part when the excitation frequency reaches above 1 MHz.Aiming at this problem,this paper designed a bio-electrical impedance tomography system hardware based on CAN bus.The system hardware makes the excitation frequency extend to 10 MHz.Digital synthesizer-AD9852 is adopted to provide the clock signal of uniform for data acquisition boards.Every data acquisition board uses 16 bit,1MSPS differential ADC-AD7677 to acquire data,and high frequency waveforms are sampled by using multi-cycle undersampling technology.At last,the real and imaginary parts of complex impedance are calculated by adapting digital phase sensitive demodulation technique.

bio-electrical impedance tomography;undersampling;digital synthesizer;digital phase sensitive demodulation

侯海嶺(1976-),男,2005年畢業(yè)于北京航空航天大學(xué)測試計量技術(shù)與儀器專業(yè),獲碩士學(xué)位,講師(現(xiàn)為天津大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院控制科學(xué)與工程專業(yè)在讀博士生),研究方向為生物電阻抗成像技術(shù);

王化祥(1945-),男,教授,博士生導(dǎo)師,主要從事多相流層析成像技術(shù)研究,hank@tust.edu.cn。

項目來源:國家自然科學(xué)基金重點項目(50937005);天津市科委自然科學(xué)基金項目(12JCYBJC19300);青年科學(xué)基金項目(61301246)

2014-09-1 修改日期:2014-12-02

C:7230

10.3969/j.issn.1004-1699.2015.02.011

TP393

A

1004-1699(2015)02-0211-06