基于DSP的超聲波接收前端分析與優(yōu)化設(shè)計

覃遠年, 孫麗真, 田 柯

(桂林電子科技大學 通信實驗中心, 廣西 桂林 541004)

基于DSP的超聲波接收前端分析與優(yōu)化設(shè)計

覃遠年, 孫麗真, 田 柯

(桂林電子科技大學 通信實驗中心, 廣西 桂林 541004)

針對超聲波微弱信號接收和處理問題,進行了基于DSP(digital signal processor)開發(fā)板的采集前端分析與優(yōu)化設(shè)計。采用下變頻技術(shù),充分利用了開發(fā)板上的音頻編譯碼器實現(xiàn)微弱超聲波信號采集。通過與普通ADC(analog-to-digital converter)采集方案的噪聲系數(shù)進行對比,表明系統(tǒng)在微弱信號情況下,仍然可以獲得較高的信噪比。該方案應(yīng)用于一種便攜式的超聲波接收系統(tǒng),使用戶隨時可以進行超聲波信號的接收與處理工作。

超聲波； 接收系統(tǒng)； 音頻編譯碼器； 信噪比

利用超聲波信號進行發(fā)射與接收,可以實現(xiàn)遙控、探測雷達、信息傳遞等功能,在車輛、船舶、機器人避障系統(tǒng)以及水下通信、水下探測等許多領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用[1-3]。為了提高微弱信號接收與處理的效果,當前有較多的關(guān)于超聲波信號接收、檢測算法的研究,提出了互相關(guān)函數(shù)法、譜線分析法、相位檢測法和自適應(yīng)估計等算法[4-5]。要實行這些處理,都要對超聲波信號進行預濾波放大、ADC信號采集,再送到DSP進行數(shù)字處理。目前,超聲波、水聲的信號處理基本采用這樣的系統(tǒng)方案。超聲波、水聲接收的采集前端對系統(tǒng)的信噪比有怎樣的影響,如何對采集前端進行優(yōu)化還需要進行深入的分析。

大部分的DSP實驗開發(fā)板都帶有音頻Codec,如何能夠充分利用音頻Codec的資源進行超聲波信號采集,從而給超聲波系統(tǒng)的開發(fā)帶來方便,本文針對此問題進行了系統(tǒng)方案設(shè)計,并通過與一般ADC的超聲波信號采集方案進行對比,得出了優(yōu)化的系統(tǒng)配置方案。此方案運用到便攜式的超聲波接收處理,創(chuàng)新性的構(gòu)成了一種便攜式的超聲波接收系統(tǒng)。

1 超聲波接收系統(tǒng)的方案設(shè)計

1.1 普通的ADC的超聲波信號采集方案

一般的超聲波數(shù)字接收系統(tǒng),包括超聲波接收探頭、超聲波多級濾波放大、模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)部分、信號處理部分，如圖1所示。超聲波接收探頭可以將接收到的聲波信號轉(zhuǎn)換成電信號[6]。超聲波信號在傳輸?shù)倪^程中,存在路徑損耗、噪聲干擾、多徑干擾、多普勒效應(yīng)等問題,故接收探頭后需要加入濾波放大電路,預濾波放大后得到能夠與ADC相匹配的信號,ADC采集后的信號送入信號處理模塊,信號處理模塊進行數(shù)字濾波、自適應(yīng)估計、信號變換、解調(diào)、解碼等運算。

圖1 普通的ADC采集超聲波接收處理方案

1.2 采用音頻Codec的超聲波信號采集方案

DSP開發(fā)板都帶有音頻Codec,而且采用的音頻Codec都有較高的性能指標,可以利用該資源進行超聲波信號采集,這給超聲波系統(tǒng)的開發(fā)帶來方便。如TLV320AIC23是常見的DSP開發(fā)板配置的音頻Codec,Codec內(nèi)部的ADC和DAC轉(zhuǎn)換模塊帶有完整的數(shù)字濾波器,數(shù)據(jù)接口的采樣頻率可以在8～96 kHz范圍內(nèi)設(shè)置,數(shù)據(jù)傳輸寬度可以是16、20、24、32 bit,當ADC采集頻率設(shè)為48 kHz時,信噪比達到90 dB,能高保真地處理音頻信號[7]。

音頻Codec內(nèi)部帶有的音頻濾波器,將輸入輸出信號的頻率限制在音頻范圍內(nèi)。要讓音頻Codec能采集超聲波信號,需要對超聲波信號進行下變頻處理。音頻Codec的超聲波信號采集方案見圖2。

圖2 采用音頻Codec的超聲波信號采集方案

此方案中,采用混頻器實現(xiàn)下變頻,將超聲波頻率范圍的信號變換到音頻范圍內(nèi),經(jīng)過音頻濾波之后再輸入音頻Codec進行信號采集,從而實現(xiàn)利用音頻Codec進行超聲波信號采集的處理。針對實際采用的超聲波探頭,其中心頻率為40 kHz,信號帶寬3 kHz,下變頻后的信號頻率為7.23 kHz,Codec設(shè)置采樣頻率為48 kHz即可較好地采集下變頻后的信號。

2 ADC對接收系統(tǒng)的影響

2.1 普通方案中ADC對信號的影響

系統(tǒng)中的ADC存在量化噪聲與內(nèi)部熱噪聲,ADC的噪聲越大,輸出端的信噪比越低。ADC的量化噪聲由AD的分辨率決定,內(nèi)部熱噪聲由它的電路布局和制造工藝共同決定,一般是固定不變的[8]。ADC芯片數(shù)據(jù)手冊一般會給出不同輸入頻率下的信噪比(SNR)測量數(shù)據(jù)。SNR的計算公式為

(1)

Vin_rms為對應(yīng)測試頻率輸入的正弦信號有效值,輸入信號的峰峰值等于或稍低于ADC的輸入滿量程幅度As,一般低0～2 dB左右；Vnoise_rms為整個奈奎斯特帶寬(0～fs/2,fs為采樣速率)的總輸入噪聲有效電壓。

由ADC的總有效輸入噪聲與信號源電阻噪聲可以計算ADC的噪聲系數(shù)NF[9]:

NF=10lgF=Pin(dBm)+174dBm-

SNR-10lgB

(2)

其中:Pin(dBm)=10 lg(Pin/1 mW),Pin=Vin_rms2/R,Pin為輸入功率，R為源電阻；F為噪聲因數(shù);SNR是目標頻率對應(yīng)的輸出信噪比(dB)；B=fs/2(Hz)。

設(shè)計中考慮ADC噪聲、分辨率。LTC1274芯片的最大采樣速率為100 kHz,分辨率為12 bit,可以采用。從數(shù)據(jù)手冊可知:該芯片在輸入正弦信號40 kHz、幅度等于滿量程Fs,采樣率等于100 Ksps的情況下,SNR=73 dB。根據(jù)ADC噪聲系數(shù)計算公式,有

(3)

LTC1274輸入信號峰峰值為4.096 V,源輸入電阻R為50 Ω。由式(3)可計算出Pin= 41.9 mW,Pin=16.23 dBm。再根據(jù)噪聲系數(shù)計算公式(2),可以計算出LTC1274的噪聲系數(shù)NF為70.2 dB。

2.2 ADC過采樣與數(shù)字濾波對信號的影響

(4)

NF=10lgF=Pin(dBm)+174dBm-

(5)

當Bs=3 kHz時,處理增益為12.2 dB,LTC1274與數(shù)字濾波組合之后的噪聲系數(shù)NF為58 dB。

2.3 采用音頻Codec方案對信號的影響

音頻Codec方案中選用的ADC是AIC23B。AIC23B內(nèi)部采用多比特3階∑-△調(diào)制器?！?△調(diào)制器的原理圖如圖3所示,此類型ADC采用過采樣技術(shù)和噪聲整形技術(shù),過采樣技術(shù)降低噪聲功率密度,使有用信號頻帶內(nèi)的噪聲功率譜密度降低；噪聲整形技術(shù)利用積分電路和反饋電路,把大部分量化噪聲移出有用信號頻帶?！?△調(diào)制器整形后的噪聲特性見圖4。經(jīng)過數(shù)字濾波器可以把帶外噪聲濾去,音頻帶內(nèi)的噪聲為均勻分布[10]。

圖3 ∑-△調(diào)制器原理

圖4 ∑-△調(diào)制器整形后的噪聲特性

由數(shù)據(jù)手冊可知,AIC23B可以在8～96 kHz的采樣率下提供16、20、24、32 bit的采樣數(shù)據(jù),在輸入滿量程(峰峰值為3.3 V)的7.23 kHz正弦信號、輸出采樣率48 kHz的狀態(tài)下,ADC的輸出經(jīng)過測量用的20 Hz～20 kHz的A計權(quán)濾波器后測量得到信噪比為90 dB。

利用Simulink建立A計權(quán)濾波器,通過測試可知,均勻分布白噪聲信號的真實噪聲功率比經(jīng)過A加權(quán)濾波器后的功率多1.9 dB,因此,AIC23B的實際輸出信噪比為88.1 dB。

由AIC23B輸入信號的峰峰值(滿量程)等于As為3.3 V,輸入電阻R為50Ω,SNR=88.1 dB,噪聲在20 Hz～20 kHz內(nèi)均勻分布的特性,根據(jù)計算公式(1)、(2)、(3)、(4)、(5),可以得出Pin=14.35 dBm ,對于Bs=3 kHz的信號,處理增益為8.24 dB,AIC23B與數(shù)字濾波組合之后的噪聲系數(shù)NF為49 dB。

3 模擬前端的噪聲分析

3.1 直接放大模擬前端的噪聲分析

直接放大模擬前端框圖見圖5。超聲波探頭接收到的信號需要經(jīng)過濾波放大,放大后的信號大小要與ADC器件的輸入相匹配,對于超聲波探頭接收到的較小信號峰峰值為10 μV,而ADC輸入信號的幅度在接近滿量程時,信噪比達到最佳值,對于ADC采用LTC1274作為采集電路,則模擬前端的增益G要求達到G=4.096V/10 μV=409 600倍,即增益要達到113 dB。同時,要適應(yīng)大信號的接收,濾波放大器還要實現(xiàn)自動增益控制。

圖5 直接放大模擬前端框圖

(6)

采用的超聲波接收探頭的諧振點阻抗Zc=2 800 Ω,第1級放大器輸入阻抗Rs=Zc=2 800 Ω,工作帶寬Bw=3 kHz,由公式(6)可以求得第1級TL791濾波放大器的噪聲因數(shù)F=1.35,噪聲系數(shù)NF=1.3 dB

模擬前端后兩級放大器的輸入源阻抗較低,按50 Ω計算,每級的噪聲因數(shù)F=20.5,噪聲系數(shù)NF=13.1 dB。按照系統(tǒng)級聯(lián)噪聲因數(shù)公式[8]:

(7)

整個模擬前端電路的噪聲因數(shù)F=1.5,噪聲系數(shù)NF=1.9 dB。

3.2 下變頻方式模擬前端的噪聲分析

在采用Codec進行采集的方案中,用混頻器實現(xiàn)超聲波信號下變頻到中心頻率7.23 kHz。本方案的混頻器采用有源低功耗雙平衡混頻器NE612,在低頻段變頻增益為15 dB,噪聲系數(shù)NF=4.5 dB。

同樣,由于AIC23的輸入信號幅度達到滿量程輸入幅度(峰峰值為3.3 V)時信噪比最佳,整個模擬前端的增益也要達到110 dB。由于混頻后信號中心頻率為7.23 kHz,在這個頻率下,TL971的最大增益可以達到G=12 MHz/7.23 kHz=1660倍(63 dB),混頻前信號中心頻率40 kHz,TL971的增益可以達到49 dB,則總最大增益G=49 dB+15 dB+63 dB=127 dB,可以滿足總增益的要求。實際可以按混頻前放大增益40 dB、混頻增益15 dB、混頻后放大增益55 dB進行電路設(shè)計,下變頻方式模擬前端框圖見圖6。

圖6 下變頻方式模擬前端框圖

由式(6)和式(7)可得,采用下變頻方式的模擬前端電路噪聲因數(shù)F=1.4,噪聲系數(shù)NF=1.5 dB。

4 完整系統(tǒng)的信噪比分析

由模擬前端的噪聲系數(shù)與ADC模塊的噪聲系數(shù)可得到整體系統(tǒng)的噪聲系數(shù)。

直接放大濾波方式前端模塊的噪聲因數(shù)F=1.5,噪聲系數(shù)NF=1.9 dB,總增益為409 600倍(113 dB),ADC模塊LTC1274及數(shù)字濾波模塊的噪聲系數(shù)為58 dB,系統(tǒng)級聯(lián)后,由公式(7)可得完整系統(tǒng)的噪聲因數(shù)F=3.0,噪聲系數(shù)NF=4.8 dB。

下變頻方式前端模塊的噪聲因數(shù)F=1.4,噪聲系數(shù)NF=1.5 dB,總增益為330 000倍(110 dB),Codec模塊AIC23及數(shù)字濾波模塊的噪聲系數(shù)為49 dB,系統(tǒng)級聯(lián)后,由公式(7)可得完整系統(tǒng)的噪聲因數(shù)F=1.6,噪聲系數(shù)NF=2.2 dB。

可見,采用Codec與下變頻前端組成的系統(tǒng)噪聲系數(shù)比較低,可以獲得更高的信噪比,能有效地接收十分微弱的超聲波信號。直接放大方式由于前后多級放大的信號頻率相同,增益又非常高,極易引起自激。而下變頻方式的前后級放大的信號頻率不同,可避免產(chǎn)生自激。同時,AIC23芯片成本比一般的100 Ksps、12 bit的ADC低5倍以上,而且AIC23包含完整的ADC、DAC電路和預放大電路；普通方案除了ADC芯片,還需要配置DAC芯片。所以,AIC23更適合于超聲波接收系統(tǒng)。

5 超聲波接收系統(tǒng)的應(yīng)用

此超聲波接收方案也可構(gòu)成便攜式超聲波接收前端[12],其框圖見圖7。

圖7 超聲波接收前端框圖

筆記本電腦和手機端,內(nèi)部都帶有語音處理芯片(Codec),只要有需要,隨時可將這個小小的超聲波接收電路與手機或筆記本電腦相連,由軟件完成超聲波信號處理的工作。

6 結(jié)束語

本文對基于DSP開發(fā)板超聲波信號采集前端進行了分析與優(yōu)化設(shè)計,對采用下變頻、充分利用開發(fā)板上的音頻編譯碼器(Codec)實現(xiàn)微弱信號采集的系統(tǒng)方案進行了深入討論。與普通ADC采集方案的噪聲系數(shù)進行對比,該系統(tǒng)在微弱信號情況下仍然可以獲得較高的信噪比。將此方案應(yīng)用于一種便攜式的超聲波接收系統(tǒng),使用戶隨時可以進行超聲波信號的接收與處理,為超聲波信號的研究工作帶來方便。

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Analysis and optimal design for front-end of ultrasonic receiver system based on DSP

Qin Yuannian, Sun Lizhen, Tian Ke

(Experimental Center of Communication,Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China)

For the problem of the reception and processing of the weak ultrasonic signals,the front-end of acquisition module based on DSP development board is analyzed and optimized. This article realizes the acquisition of the weak signals of ultrasonic wave by adopting the technologies of downconversion and fully utilization of the audio codec module on the development board. After comparing the noise figure of the ordinary ADC acquisition module,the SNR of this method is higher in weak signal environments. This system is proposed to be applied to a portable ultrasonic receiver system allowing users to be able to receive and process the ultrasonic signals at any time.

ultrasonic wave; receiver system; audio codec; SNR

2015- 02- 20

國家自然科學基金項目(61162008)；廣西科技開發(fā)項目(桂科攻12118017-5)

覃遠年(1971—)，男，廣西昭平，學士，高級實驗師，主要研究方向為無線通信系統(tǒng)和移動通信系統(tǒng).

E-mail：slz8814@163.com

TN914

A

1002-4956(2015)10- 0035- 05