鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)電池側(cè)二次脈動(dòng)功率的抑制方法

陳 強(qiáng) 李 睿 蔡 旭,2

鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)電池側(cè)二次脈動(dòng)功率的抑制方法

陳 強(qiáng)1李 睿1蔡 旭1,2

（1. 上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院風(fēng)力發(fā)電研究中心 上海 200240 2. 上海交通大學(xué)船舶海洋與建筑工程學(xué)院海洋工程國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 上海 200240）

鏈?zhǔn)阶儞Q器的電路結(jié)構(gòu)適合應(yīng)用于電池儲(chǔ)能領(lǐng)域，然而單相變換器的本質(zhì)決定了電池組與電網(wǎng)能量交換時(shí)有二次脈動(dòng)功率，這將危害電池組的壽命。為了抑制傳統(tǒng)鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)電池側(cè)的二次脈動(dòng)功率，在電池與鏈?zhǔn)阶儞Q器之間插入一級(jí)雙向升降壓變換器，構(gòu)成雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器。本文對(duì)比分析了傳統(tǒng)單級(jí)鏈?zhǔn)脚c雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器在電池側(cè)的功率脈動(dòng)情況，提出雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的控制策略，通過控制中間直流電容的電壓紋波緩沖電池側(cè)的功率脈動(dòng)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

鏈?zhǔn)阶儞Q器 電池儲(chǔ)能系統(tǒng) 二次脈動(dòng)功率 升降壓變換器

1 引言

由于電池儲(chǔ)能系統(tǒng)（Battery Energy Storage System，BESS）具有響應(yīng)速度快、能量密度高、環(huán)境條件好及技術(shù)成熟等優(yōu)勢(shì)，已經(jīng)廣泛應(yīng)用于電力系統(tǒng)中的各個(gè)方面[1]。為配合新能源發(fā)電入網(wǎng)，平滑區(qū)域電力負(fù)荷，提高配電網(wǎng)可靠性等應(yīng)用領(lǐng)域，大容量 BESS的需求日益增加。隨著 BESS容量的增加，一般需要接入 10kV以上電壓等級(jí)電網(wǎng)。

傳統(tǒng)的BESS中功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)（Power Conversion System，PCS）一般采用三相六開關(guān)兩電平變換器拓?fù)?，采用工頻升壓變壓器接入中高壓電網(wǎng)。如圖 1所示。采用鏈?zhǔn)阶儞Q器[2-4]作為 PCS拓?fù)?，可在單個(gè)模塊的電壓、電流等級(jí)較低的情況下，通過級(jí)聯(lián)的方式接入高電壓等級(jí)的電網(wǎng)。另外，鏈?zhǔn)阶儞Q器模塊化的結(jié)構(gòu)也使其具有較好的冗余特性，以上特點(diǎn)使得鏈?zhǔn)阶儞Q器適合作為大容量電池儲(chǔ)能的 PCS[5-7]。文獻(xiàn)[7]對(duì)基于鏈?zhǔn)阶儞Q器的電池儲(chǔ)能系統(tǒng)進(jìn)行了分析，系統(tǒng)地研究了功率控制和電池荷電狀態(tài)（SOC）均衡控制等[8-9]。

圖1 傳統(tǒng)電池儲(chǔ)能的鏈?zhǔn)阶儞Q器Fig.1 Traditional cascaded H-bridge converter for BESS

大容量 BESS中電池成本占主要部分，保證電池安全可靠運(yùn)行，以延長(zhǎng)電池壽命至關(guān)重要。然而鏈?zhǔn)阶儞Q器的每一個(gè)H橋單元均為單相變換器，H橋單元與電網(wǎng)交互能量時(shí)有二次脈動(dòng)功率直接流過儲(chǔ)能電池組，引起電池溫度升高，進(jìn)而影響電池的壽命[10]。傳統(tǒng) LC無源濾波的方式，由于需要濾除100Hz的紋波，所用的無源器件都比較龐大。而對(duì)于有源的方式，多數(shù)需要改變H橋的拓?fù)?，且控制策略比較復(fù)雜[11-14]，不適合鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)。

為了抑制傳統(tǒng)鏈?zhǔn)阶儞Q器電池側(cè)的二次脈動(dòng)功率，本文在電池組與鏈?zhǔn)较到y(tǒng)之間插入雙向升降壓電路，通過控制中間直流側(cè)電容的電壓波動(dòng)來緩沖脈動(dòng)功率。這種方法不改變H橋結(jié)構(gòu)，控制簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，并且對(duì)無源元件的要求不高，適合鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)。

2 電池側(cè)功率脈動(dòng)分析

2.1 單級(jí)單相變換器

單級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的模塊等效為單級(jí)單相變換器，如圖2所示。直流側(cè)電壓由電池支撐，電池簡(jiǎn)單地等效為有內(nèi)阻的電壓源，所并聯(lián)的電容起到濾除高頻紋波的作用。

圖2 單級(jí)單相變換器及主要波形Fig.2 Single-stage single phase converter and main waveforms

假設(shè)單級(jí)單相變換器輸出電壓的基波與電流為

式中，Uac為單級(jí)單相變換器輸出電壓基波的有效值，Iac為輸出電流的有效值。則此時(shí)變換器與電網(wǎng)所交互的瞬時(shí)功率為

由式（2）可以看出，電池組與 H橋單元交互的功率分為有功功率和二次脈動(dòng)功率，且二次脈動(dòng)功率的大小僅與交流側(cè)電壓、電流有效值有關(guān)。

設(shè)電池電流為

式中，Ib為電池電流平均值，Δi為電池電流脈動(dòng)幅值。忽略電池內(nèi)阻上的功率，由有功功率守恒可得

直流側(cè)電容所需緩沖的功率為

則在半個(gè)功率脈動(dòng)周期，電容需要緩沖的能量為

根據(jù)電容電壓與能量關(guān)系，有

式中，UC為電容的電壓平均值，Δu為電容脈動(dòng)幅值。忽略電池內(nèi)阻上的壓降，電容脈動(dòng)幅值與電池電流脈動(dòng)幅值有如下關(guān)系

聯(lián)合式（4）、式（6）～式（8）可得電池側(cè)功率脈動(dòng)幅值為

由于電容電壓 UC與電池電壓 E相差不大，則式（9）可簡(jiǎn)化為

由式（10）可知，電池側(cè)脈動(dòng)功率與電池內(nèi)阻以及所并聯(lián)的電容有關(guān)。所并聯(lián)的電容越大，電池側(cè)脈動(dòng)功率越?。浑姵貎?nèi)阻越小，電池側(cè)脈動(dòng)功率越大。假設(shè)Rb=0.5Ω，則電容取3.3mF時(shí)，只能使電池側(cè)的脈動(dòng)功率幅值減小為原來的 1/2。因此，單純使用直流側(cè)電容來緩沖脈動(dòng)功率的方法是不可行的。

2.2 雙級(jí)單相變換器

雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的模塊等效為雙級(jí)單相變換器，其示意圖如圖3所示，即在電池與單相變換器間增加一個(gè)雙向升降壓電路。此時(shí)，直流側(cè)電容不再直接與電池并聯(lián)，因此可通過增大電容電壓脈動(dòng)幅值來緩沖二次脈動(dòng)功率。

圖3 雙級(jí)單相變換器及主要波形Fig.3 Two-stage single phase converter and main waveforms

變換器與電網(wǎng)所交互的瞬時(shí)功率見式（2），假設(shè)二次脈動(dòng)功率完全由直流側(cè)吸收，則

此時(shí)在半個(gè)功率脈動(dòng)周期，電容需要緩沖的能量為

聯(lián)合式（7）、式（12）可以得到直流側(cè)電容電壓脈動(dòng)幅值與電容值的關(guān)系

由上式可知，雙級(jí)單相變換器可以完全吸收二次脈動(dòng)，此時(shí)電池側(cè)僅有功功率通過。鏈?zhǔn)阶儞Q器的單個(gè)模塊的功率并不是很大，一般僅幾十千瓦，因此可以在較小電容的前提下抑制電池側(cè)的功率脈動(dòng)。

3 雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的控制策略

3.1 整體控制策略

單級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的控制策略已經(jīng)比較成熟，底層控制器負(fù)責(zé)功率模塊電壓電流的采樣、保護(hù)以及模塊 IGBT的脈沖發(fā)生等；而主控制器則需要采樣電網(wǎng)電壓、電流，根據(jù)電網(wǎng)指令進(jìn)行功率控制計(jì)算，下傳占空比指令，以及根據(jù)電池管理系統(tǒng)（Battery Manage System, BMS）的信息來均衡電池的荷電狀態(tài)（State of Charge, SOC）等。

雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的控制策略與單級(jí)相比，主要是在底層控制器中增加了雙向升降壓變換器的控制。為了使單級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器中的 SOC均衡等控制策略能夠繼續(xù)使用，鏈?zhǔn)阶儞Q器和雙向升降壓變換器必須分別獨(dú)立控制：鏈?zhǔn)阶儞Q器完成功率控制，電池組SOC均衡控制；雙向升降壓變換器控制各H橋模塊直流側(cè)電容的電壓平均值恒定，同時(shí)保證電池側(cè)電流無脈動(dòng)。

鏈?zhǔn)阶儞Q器的功率控制由電流解耦控制實(shí)現(xiàn)，根據(jù)瞬時(shí)功率理論，變流器的電流指令可由下式得到

式中，vsd、vsq為電網(wǎng)三相電壓的 d、q軸分量，而idref、iqref為鏈?zhǔn)阶儞Q器的有功和無功功率指令。則變換器的輸出電壓指令為

鏈?zhǔn)阶儞Q器在生成輸出電壓指令后，根據(jù)BMS所反饋的 SOC信息，通過注入零序電壓調(diào)節(jié)各 H橋單元與電網(wǎng)交換的功率，實(shí)現(xiàn)相間電池組的均衡控制；通過調(diào)節(jié)各H橋逆變器交流輸出電壓，實(shí)現(xiàn)相內(nèi)各電池組的 SOC均衡控制[9]，這里不再贅述。

為了抑制電池側(cè)的二次功率脈動(dòng)，功率模塊的直流側(cè)電壓有較大的紋波，勢(shì)必對(duì)每個(gè)模塊的輸出有影響。而且在 SOC均衡時(shí)，每個(gè)模塊的功率并不完全相同，從而每個(gè)模塊的直流側(cè)電壓紋波幅值略不相同。因此主控制器只計(jì)算每個(gè)模塊的輸出電壓指令，由底層控制器根據(jù)其模塊直流側(cè)電壓計(jì)算占空比，生成脈沖信號(hào)。詳細(xì)的控制示意圖如圖4所示。

圖4 雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器控制示意圖Fig.4 Control scheme of two-stage cascaded H-bridge converter

3.2 雙向升降壓變換器的控制策略

升降壓變換器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，作為雙向DC-DC變換器已有很多文獻(xiàn)描述[15-17]。雙向升降壓變換器的控制目標(biāo)是直流側(cè)電容的電壓平均值，本文選用電壓、電流雙閉環(huán)控制的方法，其控制框圖如圖5所示。其中UCref是直流側(cè)電容電壓參考值，uC是電容電壓，ib是電池側(cè)電流，D是輸出占空比信號(hào)，經(jīng)過載波比較后生成最終的PWM信號(hào)。

圖5 雙向Buck/Boost變換器控制框圖Fig.5 Control scheme of bi-directional Buck/Boost converter

雖然給定的電容電壓參考值是恒定值，但卻希望其有100Hz的脈動(dòng)紋波。由于直流側(cè)電壓紋波固定為100Hz，因此本文在直流側(cè)電壓反饋時(shí)增加了平均值環(huán)節(jié)，從而濾除低頻脈動(dòng)。另外平均值濾波環(huán)節(jié)的延時(shí)約為0.01s，基本上可以滿足電壓環(huán)的響應(yīng)速度，從而減小功率突變時(shí)直流側(cè)電壓的波動(dòng)。雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器參數(shù)如下表所示。圖6給出了表中所描述系統(tǒng)的補(bǔ)償前、后電壓環(huán)增益的伯德圖?？梢钥吹剑a(bǔ)償后截止頻率為 13.1 rad/s，保證了 100Hz的波動(dòng)不會(huì)引入電流環(huán)，能夠達(dá)到抑制二次脈動(dòng)的目的。

表 雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器參數(shù)Tab. Main parameters of two-stage cascaded H-bridge converter

圖6 電壓環(huán)的伯德圖Fig.6 Bode diagram of the voltage loop

4 仿真驗(yàn)證

根據(jù)上述控制策略，在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建了一個(gè)單相雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的模型。

雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的主要電路參數(shù)見上表。雙級(jí)鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器接入220V電網(wǎng)，額定功率為4kW，級(jí)聯(lián)H橋的個(gè)數(shù)N=2，H橋模塊開關(guān)頻率fH=15kHz，濾波電感 1.2mH，H橋直流側(cè)電壓 200V，電池組電壓96V，雙向 Buck/Boost變換器的開關(guān)頻率fbb= 15kHz。

圖7給出了根據(jù)式（13）得到直流電容和電容電壓紋波的關(guān)系。這里取直流電容電壓紋波幅值為直流側(cè)電壓的 5%，即 10V，則選擇 C=1 650μF即可滿足要求。

圖7 直流電容與直流電容電壓紋波幅值的關(guān)系Fig.7 Relationship between capacitance value and voltage ripple amplitude

圖8 給出了儲(chǔ)能變換器額定功率放電時(shí)，電池電流ib和電容電壓的波形?？梢钥闯觯绷鱾?cè)電壓的波動(dòng)為10V，而電池電流已無二次脈動(dòng)，僅為15kHz的高頻脈動(dòng)。電容電壓的平均值為 200V，且有±10V左右的二次工頻脈動(dòng)。因此，雙級(jí)鏈?zhǔn)娇梢栽谡９ぷ鞯那闆r下，實(shí)現(xiàn)對(duì)電池側(cè)二次脈動(dòng)功率的抑制。

圖8 雙級(jí)H橋直流側(cè)電容電壓及電池電流波形Fig.8 Transient waveforms of the capacitive voltage and the battery current

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器對(duì)電池側(cè)二次脈動(dòng)功率的抑制方法，在實(shí)驗(yàn)室搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)（參數(shù)見表）。同時(shí)為了對(duì)比，也給出了未插入雙向 DC-DC變換器單級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的實(shí)驗(yàn)波形。

圖9給出鏈?zhǔn)阶儞Q器額定工作時(shí)的變換器側(cè)電壓、電網(wǎng)電壓和電流的波形。可以看到，此時(shí)變換器側(cè)電壓為正常的五電平波形，電網(wǎng)電壓與電流同相，鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器處于放電狀態(tài)。

圖9 鏈?zhǔn)阶儞Q器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主要波形Fig.9 Main waveforms of cascaded H-bridge converter

圖 10給出了單級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器 H橋側(cè)的電容電壓波形和電池電流波形。可以看到，直流側(cè)電容電壓基本沒有波動(dòng)，而電池電流為100Hz的脈動(dòng)，其平均值僅為10A，脈動(dòng)幅值也為10A。圖11則是雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器H橋的電容電壓和電池電流，其中電容電壓紋波幅值為 10V。經(jīng)傅里葉分析可知，電池電流的平均值為22A，二次脈動(dòng)紋波幅值為0.85A。

圖10 單級(jí)鏈?zhǔn)紿橋直流側(cè)電容電壓及電池電流波形Fig.10 Waveforms of capacitive voltage and the battery current for single-stage CHB converter

圖11 雙級(jí)鏈?zhǔn)紿橋直流側(cè)電容電壓及電池電流波形Fig.11 Waveforms of capacitor voltage and the battery current for two-stage CHB converter

由圖10與圖11的波形對(duì)比可知，雙級(jí)H橋可以有效地緩沖二次脈動(dòng)功率，減小電池側(cè)電流的二次脈動(dòng)，從而提高電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的壽命和可靠性。

6 結(jié)論

傳統(tǒng)鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器的電池側(cè)有二次脈動(dòng)功率，引起電池內(nèi)阻損耗大幅增加，造成電池的溫度升高，嚴(yán)重影響電池的壽命。本文提出使用雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器來抑制二次脈動(dòng)功率的方法，針對(duì)傳統(tǒng)鏈?zhǔn)胶碗p級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器電池側(cè)功率脈動(dòng)進(jìn)行了對(duì)比分析，并深入討論了雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器的控制策略。在控制雙級(jí)H橋直流側(cè)電容電壓平均值的同時(shí)，避免二次脈動(dòng)引入電流環(huán)，從而使電容電壓發(fā)生波動(dòng)，吸收二次脈動(dòng)功率。仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文方法的可行性，雙級(jí)鏈?zhǔn)阶儞Q器可以抑制電池側(cè)二次脈動(dòng)功率，從而為大容量鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。

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Method of Second-Order Ripple Power Suppression for Battery in Cascaded H-Bridge Storage System

Chen Qiang1 Li Rui1 Cai Xu1,2

（1. Wind Power Research Center Shanghai Jiaotong University Shanghai 200240 2. State Key Laboratory of Ocean Engineering Shanghai Jiaotong University Shanghai 200240）

Cascaded H-bridge converter is suitable for battery energy storage system. However, as a sort of single-phase converter, its essence determines that second-order ripple power will exist in the DC bus when power exchanging between battery and the power grid, which will be harm to battery life. In order to restrain the second-order ripple power of traditional cascaded H-bridge converter, a bi-directional Buck/Boost converter is added between battery and cascaded H-bridge converter, which forms two-stage cascaded H-bridge converter. This article compares and analyses the second-order ripple power of traditional and two-stage cascaded H-bridge converter at the battery and then proposes the control strategy. By controlling the ripple voltage of the middle capacitor, the ripple power at the battery side will be buffered. Simulation and experimental results verify the feasibility of the theory.

Cascaded H-bridge converter, battery energy storage system, second-order ripple power, Buck/Boost converter

TM715

陳 強(qiáng) 男，1989年生，博士，研究方向?yàn)榧?jí)聯(lián)多電平電池儲(chǔ)能系統(tǒng)。

國家 863智能電網(wǎng)重大專項(xiàng)（2011AA05A111），上海市科學(xué)基金（11dz1200204）資助項(xiàng)目。

2013-05-22 改稿日期 2013-01-01

李 睿 男，1980年生，副教授，研究方向?yàn)閮?chǔ)能系統(tǒng)、大功率變換器技術(shù)。