一種采用最小電壓與最大電流跟蹤的IPT系統(tǒng)動態(tài)調(diào)諧方法

麥瑞坤 陸立文 李 勇 何正友

(西南交通大學電氣工程學院 成都 610031)

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一種采用最小電壓與最大電流跟蹤的IPT系統(tǒng)動態(tài)調(diào)諧方法

麥瑞坤 陸立文 李 勇 何正友

(西南交通大學電氣工程學院 成都 610031)

為解決感應電能傳輸(IPT)系統(tǒng)諧振頻率漂移問題，在系統(tǒng)固定工作頻率下，分別在發(fā)送端與接收端回路加入相控電感電容并聯(lián)電路；實時檢測DC-DC變換器輸出直流電壓傳送給發(fā)送端控制器，控制器根據(jù)最小電壓原則調(diào)節(jié)發(fā)送端回路的等效輸出補償電容值；同時，實時檢測接收端線圈電流傳送給接收端控制器，控制器根據(jù)最大電流原則調(diào)節(jié)接收端回路的等效輸出補償電容值，最終使得整個IPT系統(tǒng)處于諧振狀態(tài)。實驗結果表明，所提方法有效實現(xiàn)了動態(tài)調(diào)諧，降低了電源所需容量，提高了系統(tǒng)的傳輸效率和功率。

感應電能傳輸 動態(tài)調(diào)諧 最大電流 最小電壓

0 引言

感應電能傳輸(Inductive Power Transfer，IPT)技術以其較強的環(huán)境親和力、安全性、可靠性、便捷性以及靈活性等優(yōu)點，逐漸成為電氣工程領域研究中的熱點之一[1-3]。圖1為一種典型的IPT系統(tǒng)電路拓撲，主要由發(fā)送端、接收端和松耦合變壓器3部分組成。發(fā)送端電路將輸入的工頻交流電變換后，注入高頻的交流電到發(fā)送端線圈中，高頻的交流電經(jīng)過松耦合變壓器，以非接觸的方式將電能傳輸?shù)浇邮斩穗娐?，進而給負載供電[4-8]。發(fā)送端線圈Ls上的電流值反饋給控制器，控制器根據(jù)電流反饋值與設定電流值比較，控制DC-DC變換器輸出直流電壓，實現(xiàn)發(fā)送端線圈電流恒定[9]。同時，為了保證IPT系統(tǒng)功率的有效傳輸，在發(fā)送端與接收端回路中分別串聯(lián)電容，補償線圈的感抗。

圖1 IPT系統(tǒng)框圖Fig.1 The block diagram of IPT system

靜態(tài)電容諧振補償過后，由于系統(tǒng)運行工況的改變或外界環(huán)境變化等因素，線圈的感抗和電路阻抗也發(fā)生變化，且線圈的感抗和電路阻抗的變化量難以在系統(tǒng)運行過程中實時測量，再加上負載隨機性的特點，導致IPT系統(tǒng)諧振頻率發(fā)生漂移[4]。為了解決IPT系統(tǒng)諧振頻率漂移問題，使系統(tǒng)重新獲得諧振，需要采取動態(tài)調(diào)諧的策略?，F(xiàn)有的動態(tài)調(diào)諧的策略主要有基于阻抗測量而改變投切電容數(shù)量的方法[10]，或加入靜態(tài)無功補償?shù)难b置[11]，對IPT系統(tǒng)進行動態(tài)調(diào)諧。然而，在線圈感抗和電路阻抗的變化量難以在系統(tǒng)運行過程中實時測量的現(xiàn)實情況下，原有基于阻抗測量的諧振補償方法失效，進而導致發(fā)送端與接收端的諧振頻率發(fā)生變化，使系統(tǒng)處于非諧振狀態(tài)。

本文為解決IPT系統(tǒng)諧振頻率漂移問題，在系統(tǒng)固定工作頻率下，提出一種不直接測量系統(tǒng)阻抗的動態(tài)調(diào)諧策略，達到對IPT系統(tǒng)雙端動態(tài)調(diào)諧的目的。最后，以一個初始狀態(tài)非諧振的IPT系統(tǒng)為實驗對象，驗證了動態(tài)調(diào)諧前后，算法的可行性。實驗結果表明，同等功率需求下，動態(tài)調(diào)諧后，IPT系統(tǒng)對電源容量的需求減小，傳輸功率和效率均有所提高。

1 串串諧振補償拓撲結構性能分析

為了提高IPT系統(tǒng)傳輸功率和效率，減小發(fā)送端電路開關器件的電壓和電流應力，通常對發(fā)送端和接收端回路進行串聯(lián)或并聯(lián)補償，其補償拓撲結構分別為串串補償(SS)、串并補償(SP)、并串補償(PS)和并并補償(PP)。其中，SS補償拓撲結構簡單、傳輸功率大、發(fā)送端回路補償不受負載影響，因此選擇SS拓撲對系統(tǒng)兩端進行補償，如圖1所示。圖中Ls和Lr分別為發(fā)送端與接收端線圈的等效電感(下標s代表發(fā)送端，下標r代表接收端)，電容Cs和Cr為加入的SS補償電容[12]，ZL為系統(tǒng)工作頻率下負載阻抗值，uin為發(fā)送端逆變器輸出電壓，is和ir分別為發(fā)送端與接收端線圈的電流值，M為互感。系統(tǒng)工作頻率下發(fā)送端與接收端線圈的電阻值，相對于系統(tǒng)回路中的感抗與容抗值，其大小可忽略不計。

根據(jù)標準互感耦合模型以及發(fā)送端與接收端回路的KVL方程可求得兩回路的電流分別為[8]

(1)

(2)

式中Zs和Zr分別為發(fā)送端與接收端回路的自阻抗，Ω。

(3)

(4)

式中Re(Zsr)為接收端電路耦合到發(fā)送端電路的阻抗實部，為定值，Ω。接收端電路完全諧振時，接收端電路的等效阻抗Zreq的虛部為零，Zreq模值達到最小，接收線圈感應電壓ur大小一定的條件下，電流ir的值達到最大。

配置電容Cs和Cr的值，使得發(fā)送端與接收端電路都在系統(tǒng)額定角頻率ω下自身諧振，則兩回路自身都呈純阻性；諧振狀態(tài)時，發(fā)送端回路與接收端回路的等效阻抗的虛部都為零，即Im(Zseq)=Im(Zreq)=0，只剩下阻抗實部，則Zseq和Zreq的值達到最小。然而，在IPT系統(tǒng)實際運行過程中，負載的隨機性變化[15]或系統(tǒng)中不可測量參數(shù)的變化(系統(tǒng)工作時，接收端線圈等效成電壓源和電感，其電感值難以測量)導致IPT系統(tǒng)的諧振頻率發(fā)生漂移。為了使系統(tǒng)恢復諧振狀態(tài)，補償電容Cs和Cr的值需要隨電路所需補償量改變而改變；在靜態(tài)電容的基礎上，加上相控電感電路，使得電容值連續(xù)可調(diào)。

2 相控電感電容并聯(lián)電路

2.1 相控電感電容并聯(lián)電路阻抗特性分析

為使補償電容值連續(xù)可調(diào)，采用圖2所示的相控電感電容并聯(lián)電路，通過控制開關器件的通斷，使并聯(lián)電路兩端輸出的等效阻抗可從容性到感性之間連續(xù)調(diào)節(jié)。兩個反相串聯(lián)的場效應晶體管VT1和VT2，再與電感LT串聯(lián)組成相控電感[16]。令并聯(lián)電路兩端的電壓uT=UTsin(ωt)， 則電感支路電壓電流波形如圖3所示。VT1和VT2觸發(fā)信號相同，觸發(fā)延遲角范圍為0.5π<α<π，同時觸發(fā)信號關于電壓過零點對稱，導通角度均為π-α；電感支路導通時刻對應的電流波形為iT，則場效應晶體管導通期間電感支路的電流方程為

(5)

ωt=α+kπ,k=0,1,2,…

(6)

解方程(5)得電感支路的電流為

(7)

iT的基波分量幅值為

(8)

電感支路等效電感值為

(9)

則相控電感電容并聯(lián)電路等效的阻抗為

(10)

式中：LT為電感值，μH；CT為電容值，μF；α為VT1和VT2兩個反相串聯(lián)的場效應晶體管當前觸發(fā)延遲角值。根據(jù)式(10)繪出相控電感電容并聯(lián)電路等效阻抗Z與當前觸發(fā)延遲角α的關系圖，如圖4所示，其中繪圖參數(shù)為LT=28.69 μH，CT=1.328 μF，ω=40 000π?？煽闯鲈谝欢ǚ秶鷥?nèi)改變雙向晶閘管當前觸發(fā)延遲角α的大小，相控電感電容并聯(lián)電路等效的阻抗值可在容性和感性之間調(diào)節(jié)。

圖2 相控電感電容并聯(lián)電路

圖3 電感支路電壓電流波形

圖4 等效阻抗Z與當前觸發(fā)角α的關系曲線

2.2 電感電容參數(shù)選擇

IPT系統(tǒng)動態(tài)調(diào)諧應用中，需要補償?shù)姆至恐饕獮楦行詿o功。具體選取電感電容值步驟為：首先使用電感表測出需要補償?shù)碾姼兄禐長cum，考慮到系統(tǒng)回路阻抗運行過程中參數(shù)可能變化的范圍(假定為β%的變化范圍)，則需要補償?shù)碾姼兄捣秶鸀?Lcum(1-β%)，Lcum(1+β%))， 則對應的感抗為(jωLcum(1-β%)， jωLcum(1+β%))； 根據(jù)感抗變化范圍的最小值jωLcum(1-β%)， 由式(11)計算出初始補償電容的最大值CTmax。

(11)

為了防止相控電感電容并聯(lián)電路內(nèi)部諧振，電感值LT的選取要滿足

(12)

再根據(jù)設計的觸發(fā)延遲角調(diào)節(jié)范圍(αmin，αmax)， 觸發(fā)延遲角的范圍在圖4所示的容性阻抗輸出的單調(diào)區(qū)間內(nèi)，根據(jù)式(10)可計算出相控電感電容并聯(lián)電路中最大電感值為

(13)

根據(jù)上述電容電感范圍值的選取以及觸發(fā)延遲角范圍的設定，帶入到式(10)中，計算出相控電感電容并聯(lián)電路整體阻抗的范圍為(Zmin，Zmax)、 可補償范圍為(jωLcum(1-β%)， jωLcum(1+β%))的感抗值。

3 基于最大電流與最小電壓跟蹤的動態(tài)調(diào)諧方法

發(fā)送端線圈恒流控制時，由第2節(jié)分析可知，發(fā)送端和接收端回路諧振的特征為：逆變器輸出電壓uin的值達到最小與接收端線圈電流ir的值達到最大。根據(jù)這兩個特征，分別在發(fā)送端與接收端回路中加入上文分析的相控電感電容并聯(lián)電路，其中電感支路可等效成一個可調(diào)的電感，如圖5所示。

圖5 IPT系統(tǒng)動態(tài)調(diào)諧原理圖

由圖6可知，檢測電路不斷地反饋當前DC-DC變換器的輸出直流電壓值us給發(fā)送端控制芯片，發(fā)送端控制芯片改變當前觸發(fā)延遲角，跟蹤輸出直流電壓us的最小值，最終，輸出直流電壓us的值達到最小，發(fā)送端電路達到諧振狀態(tài)。

由圖7可知，檢測電路不斷地反饋當前接收端線圈電流值ir給接收端控制芯片，接收端控制芯片改變當前觸發(fā)延遲角，跟蹤接收端線圈電流ir的最大值，最終，接收端線圈電流ir的值達到最大，接收端電路達到諧振狀態(tài)。

系統(tǒng)工作頻率下，通過改變觸發(fā)延遲角來改變電感LT1和LT2的值，實現(xiàn)對兩回路的動態(tài)補償，最終系統(tǒng)恢復到諧振狀態(tài)。動態(tài)調(diào)諧過程中，接收端與發(fā)送端是通過兩塊控制芯片獨立進行，互不干擾。

圖6 基于最小電壓跟蹤的動態(tài)調(diào)諧流程

圖7 基于最大電流跟蹤的動態(tài)調(diào)諧流程

4 實驗驗證

為了驗證上述發(fā)送端基于最小電壓跟蹤與接收端基于最大電流跟蹤自適應調(diào)諧方法的可行性，依照圖5，設計制作了一套IPT系統(tǒng)裝置，并對其發(fā)送端與接收端進行雙端動態(tài)調(diào)諧，如圖8所示。其設計參數(shù)為：控制芯片為TMS320F28335，系統(tǒng)的工作頻率為20 kHz，松耦合變壓器的氣息距離為2 cm，LT1=126.44 μH，LT2=68.69 μH，Lr=43.05 μH，Ls=93.98 μH，Cs=749.94 nF，Cr=1.328 μF，ZL=3.3+j2.96 Ω。

圖8 IPT實驗系統(tǒng)

實驗開始時，首先關閉兩回路的動態(tài)調(diào)諧裝置，恒定控制發(fā)送端線圈電流有效值為7 A，由于未開啟動態(tài)調(diào)諧裝置，只是加了初始的靜態(tài)補償電容，發(fā)送端線圈電流波形稍微有些畸變且滯后于逆變器輸出電壓，逆變器輸出方波電壓幅值為22 V，則由逆變器輸出電壓和一次側(cè)線圈電流，可計算得發(fā)送端電路的當前容量為138.6 V·A，如圖9所示。接收端電路在動態(tài)調(diào)諧之前，觸發(fā)延遲角設定的初始值α=0.983π，驅(qū)動信號關于補償電容兩端電壓過零點對稱，場效應晶體管導通時間很短，電感支路電流較小，幾乎處于關斷狀態(tài)，接收端電流有效值為4.9 A，則由負載電阻和接收端電流，可計算得負載的功率為80.87 W，如圖10所示。

圖9 調(diào)諧前逆變器輸出電壓與發(fā)送端線圈電流波形

圖10 調(diào)諧前接收端電路部分波形

圖11 調(diào)諧后逆變器輸出電壓與發(fā)送端線圈電流波形

開啟兩回路的動態(tài)調(diào)諧裝置后，發(fā)送端線圈電流波形畸變率變小，且?guī)缀跖c逆變器輸出電壓同相，逆變器輸出電壓降低，且幅值為16 V，則由逆變器輸出電壓和一次側(cè)線圈電流可計算得發(fā)送端的容量為119.7 V·A，如圖11所示。接收端電路在動態(tài)調(diào)諧之后，觸發(fā)延遲角最終值α=2π/3，接收端電流有效值變大且為5.3 A，則由負載電阻和接收端電流可計算得負載的功率為92.6 W，如圖12所示?？煽闯稣{(diào)諧前后，發(fā)送端電流恒定為7 A，逆變器輸出電壓幅值變小，電源所需容量由138.6 V·A降到119.7 V·A；負載電阻有功功率由原來的80.87 W增大到92.6 W，負載獲得的有功功率增大，傳輸效率由50.35%增大到77.36%，保證了IPT系統(tǒng)能量的有效傳輸。

圖12 調(diào)諧后接收端電路部分波形

5 結論

本文首先分析了IPT系統(tǒng)SS諧振補償拓撲結構的靜態(tài)補償特性，然后對相控電感電容并聯(lián)電路的阻抗特性以及其電感電容參數(shù)的選取進行了詳細分析，最后，給出IPT系統(tǒng)兩回路具體的動態(tài)調(diào)諧方法。通過實驗驗證，在IPT系統(tǒng)加入相控電感電容并聯(lián)電路以及控制算法后，可實現(xiàn)不直接測量電路阻抗，完成IPT系統(tǒng)的動態(tài)調(diào)諧，證明了算法的可行性；且IPT系統(tǒng)傳輸相同功率時，所需電源的容量減小，開關器件的電壓電流應力減小，提高了感應電能傳輸系統(tǒng)的傳輸功率和效率。本文只是針對SS型補償拓撲的IPT系統(tǒng)動態(tài)調(diào)諧方法進行分析，后續(xù)將展開其他補償拓撲的動態(tài)調(diào)諧策略研究。

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Dynamic Resonant Compensation Approach Based on Minimum Voltage and Maximum Current Tracking for IPT System

MaiRuikunLuLiwenLiYongHeZhengyou

(School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China)

In order to resolve the problem of frequency drift in the inductive power transfer (IPT) system，under a fixed frequency condition，the parallel connected switching capacitor-inductor reactors are employed in the sender and the receiver circuits，respectively.The value of the equivalent compensating capacitor is altered in real time in the sender side according to the criteria of minimizing the output voltage of DC-DC converter，which is measured in real time and sent to the sender controller.Similarly，the current of the receiver end is measured and sent to the receiver controller to alter the value of the equivalent compensating capacitor with the criteria of maximizing the receiver current.Then the IPT system can work under the resonant condition by employing the proposed algorithm.The experimental results validate that the proposed method realizes the dynamic frequency tuning，decreases the power capacity，and improve the system efficiency and power.

Inductive power transfer，dynamic resonant compensations，maximum current，minimum voltage

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2015-05-29 改稿日期2015-08-02

TM724

麥瑞坤 男，1980年生，副教授，碩士生導師，研究方向無線電能傳輸技術及其控制。(通信作者)

陸立文 男，1990年生，碩士研究生，研究方向為大功率無線電能傳輸技術及其控制。