單相PWM整流器死區(qū)補(bǔ)償方法

趙魯， 李耀華， 葛瓊璇， 任晉旗， 馬遜

(中國(guó)科學(xué)院電子研究所電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京100190)

0 引言

在PWM變流器中，為防止同一橋臂兩個(gè)器件直接導(dǎo)通現(xiàn)象，需根據(jù)器件功率等級(jí)的不同注入相應(yīng)的死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間在保證開(kāi)關(guān)器件安全、可靠運(yùn)行的同時(shí)，也帶來(lái)了十分不利的死區(qū)效應(yīng)，其主要影響會(huì)使輸出電壓基波幅值降低，較低次諧波增加，電流波形發(fā)生畸變。針對(duì)死區(qū)效應(yīng)這一問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者開(kāi)展了大量的研究工作，并提出多種死區(qū)補(bǔ)償方法。

電流大于零和小于零對(duì)輸出電壓的影響是不同的，需要對(duì)電壓做不同的補(bǔ)償［1－2］。如何確定相電流的過(guò)零點(diǎn)是死區(qū)補(bǔ)償?shù)年P(guān)鍵，文獻(xiàn)［3］直接根據(jù)檢測(cè)的電流方向進(jìn)行電壓補(bǔ)償，由于不可避免地檢測(cè)電流中的噪聲，使得過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)難以精確，如果加以濾波又會(huì)引起相位延遲，不能及時(shí)檢測(cè)出過(guò)零點(diǎn)，因此這種方法補(bǔ)償效果不理想。文獻(xiàn)［4－5］利用硬件電路實(shí)時(shí)檢測(cè)功率管的實(shí)際導(dǎo)通時(shí)間，得到逆變器的實(shí)時(shí)死區(qū)時(shí)間，無(wú)需電流過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)或預(yù)估取得了較好的補(bǔ)償效果，但是這種方法需要額外的硬件裝置，增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性。文獻(xiàn)中對(duì)三相電壓型PWM逆變器死區(qū)補(bǔ)償方法的研究相對(duì)較多，文獻(xiàn)［6］基于預(yù)測(cè)電流控制方法對(duì)死區(qū)補(bǔ)償進(jìn)行了分析，文獻(xiàn)［7］利用旋轉(zhuǎn)軸系中的勵(lì)磁電流和轉(zhuǎn)矩電流分量經(jīng)過(guò)坐標(biāo)反變換，判斷電流在兩相靜止軸系所處的扇區(qū)來(lái)決定需要施加的補(bǔ)償電壓。文獻(xiàn)［12］提出一種新穎的自適應(yīng)死區(qū)補(bǔ)償策略，該策略無(wú)需電流極性檢測(cè)，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，通過(guò)PI控制器調(diào)節(jié)擾動(dòng)觀測(cè)器觀測(cè)出的q軸擾動(dòng)電壓，獲得死區(qū)補(bǔ)償時(shí)間。

詳細(xì)地分析了死區(qū)效應(yīng)機(jī)理，對(duì)單相PWM整流器死區(qū)補(bǔ)償提出了一種新方法。不直接根據(jù)檢測(cè)的電流方向進(jìn)行電壓補(bǔ)償，而是根據(jù)網(wǎng)側(cè)電壓通過(guò)諧振控制器鎖相環(huán)的觀測(cè)值進(jìn)行判斷。當(dāng)整流器單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)，通過(guò)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓值的觀測(cè)從而間接地實(shí)現(xiàn)了對(duì)電流方向的準(zhǔn)確判斷;當(dāng)整流器不為單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)，可以根據(jù)觀測(cè)的電壓值及相應(yīng)的功率因數(shù)進(jìn)行電流波形等效計(jì)算，同樣可以進(jìn)行相應(yīng)的死區(qū)補(bǔ)償。通過(guò)PSIM電力電子仿真軟件進(jìn)行相應(yīng)仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性;最后在實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 主電路拓?fù)?/h2>

圖1為單相電壓型單個(gè)H橋PWM整流器主電路拓?fù)?。其中，us為電網(wǎng)電壓;Is為網(wǎng)側(cè)輸入電流;Transformer為整流變壓器，原邊一套繞組、副邊兩繞組，兩個(gè)副邊繞組分別接入對(duì)應(yīng)H整流橋，兩H橋并聯(lián)運(yùn)行(這種拓?fù)鋺?yīng)用于列車牽引場(chǎng)合)，只利用其中一個(gè)H橋進(jìn)行相應(yīng)實(shí)驗(yàn)，變壓器變比為1∶1;Is1為變壓器輸出電流;L1為輸入濾波電感;Cr、Lr、Rr為兩倍頻諧振電容、電感、電阻，其作用濾除直流母線電容電壓兩倍頻波動(dòng);Cd為支撐電容;udc為直流母線電壓;Rload為純電阻負(fù)載;IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4為IGBT開(kāi)關(guān)器件。

圖1 單相PWM整流器主電路拓?fù)銯ig.1 Topology of single-phase PWM rectifier

2 控制策略

圖2為單相PWM整流器控制策略框圖，以直流母線電壓控制環(huán)作為外環(huán)，對(duì)輸入電流幅值進(jìn)行控制;以輸入電流的控制作為內(nèi)環(huán)。外環(huán)為直流量的控制，采用PI控制器，輸出作為電流幅值的給定值。內(nèi)環(huán)為交流量，采用比例+諧振(PR)控制器，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的無(wú)差控制。對(duì)于電網(wǎng)電壓振動(dòng)項(xiàng)，可以通過(guò)電壓前饋補(bǔ)償予以消除。本文采用單相性SPWM調(diào)制策略，基于諧振鎖相環(huán)對(duì)電網(wǎng)電壓相位信息進(jìn)行觀測(cè)，可以實(shí)現(xiàn)相位無(wú)靜差跟蹤。電壓前饋量與電流內(nèi)環(huán)諧振控制器PR輸出量之差為整流器輸入電壓參考值。當(dāng)考慮死區(qū)補(bǔ)償時(shí)，基于諧振控制器鎖相環(huán)觀測(cè)后的電壓值進(jìn)行判斷，并引入電壓補(bǔ)償量ΔU，補(bǔ)償原理將在后面進(jìn)行介紹。

圖2 單相PWM整流器控制策略框圖Fig.2 Control strategy diagram of single-phase PWM rectifier

因傳統(tǒng)的單相鎖相環(huán)方法存在本身的不足，所以采用諧振控制器鎖相環(huán)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓進(jìn)行觀測(cè)。諧振控制器鎖相環(huán)具有良好的相位跟蹤效果，可以實(shí)現(xiàn)相位無(wú)差跟蹤，其原理框圖如圖3所示。

圖3 諧振控制器鎖相環(huán)原理框圖Fig.3 Structure of resonant controller phase-locked loop

諧振控制器鎖相環(huán)是基于諧振控制器構(gòu)成帶通濾波器對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓相位進(jìn)行觀測(cè)，圖3中y對(duì)于v的傳遞函數(shù)為

顯然這是一個(gè)帶通濾波器，且無(wú)論k取何值，只要k＞0，該濾波器總是穩(wěn)定的。y可以無(wú)差地跟蹤v中角頻率為ωn的正弦信號(hào)，z滯后y的角度為90°，且z與y的幅值相等。這種結(jié)構(gòu)的帶通濾波器既可以從v中的濾波得到角頻率為ωn的信號(hào)，還可以得到滯后其90°的量，其中k用來(lái)調(diào)節(jié)帶通濾波器的帶寬。根據(jù)z與y的瞬時(shí)值，可以得到如下表達(dá)式，

式中，θ為v中角頻率為ωn的正弦信號(hào)瞬時(shí)角度，vm為v中角頻率為ωn的正弦信號(hào)幅值。

圖4(a)為諧振控制器鎖相環(huán)的頻率特性圖(k=0.3)，圖4(b)為諧振控制器鎖相環(huán)的階躍響應(yīng)特性圖(k=0.3)。從上圖中可以看出，對(duì)頻率為50Hz的信號(hào)具有無(wú)窮大增益;5～6個(gè)周期(0.1～0.12 s)后，相位與幅值跟蹤達(dá)到穩(wěn)態(tài)值，偏差近似為零。圖4(c)為諧振控制器鎖相環(huán)的仿真波形，輸入信號(hào)v含有豐富的諧波，輸出信號(hào)y為觀測(cè)值，經(jīng)過(guò)5～6個(gè)周期(0.1～0.12 s)后，相位與幅值跟蹤無(wú)偏差，與圖4(b)階躍響應(yīng)結(jié)果一致。上面的理論分析及仿真結(jié)果表明，諧振控制器鎖相環(huán)魯棒性好，可以實(shí)現(xiàn)幅值、相位無(wú)差跟蹤，而且數(shù)字離散化比較簡(jiǎn)單，計(jì)算時(shí)間比較短，對(duì)CPU要求不高。

圖4 諧振控制器鎖相環(huán)特性分析Fig.4 Performance analysis of resonant controller phase-locked loop

3 死區(qū)補(bǔ)償原理分析

圖5為Is＜0時(shí)死區(qū)補(bǔ)償原理框圖，圖5(a)為沒(méi)有死區(qū)補(bǔ)償時(shí)器件導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)及電壓輸出波形。IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4為器件理想導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài);IGBT1'、IGBT2'、IGBT3'、IGBT4'為器件考慮死區(qū)效應(yīng)時(shí)導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài);uab為理想狀態(tài)整流器輸入電壓波形，u'ab為考慮死區(qū)效應(yīng)時(shí)整流器輸入電壓波形，Δu為考慮死區(qū)效應(yīng)整流器輸入電壓產(chǎn)生的偏差量。圖5(b)為引入死區(qū)補(bǔ)償時(shí)器件導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)及電壓輸出波形。補(bǔ)償原理是在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，將第一個(gè)橋臂IGBT1提前導(dǎo)通、IGBT2提前關(guān)斷，第二個(gè)橋臂IGBT3提前關(guān)斷、IGBT4提前導(dǎo)通，提前的時(shí)間為設(shè)置的死區(qū)時(shí)間，電壓偏差量ΔU為零。因采用單相性SPWM調(diào)制策略，所以每個(gè)橋臂參考電壓對(duì)應(yīng)的方程表達(dá)式如下所示。

第一個(gè)橋臂為

第二個(gè)橋臂為

式中，Td為死區(qū)時(shí)間，Ts為三角載波周期值為整流器輸入電壓參考值為死區(qū)補(bǔ)償后電壓參考值。

圖5 Is＜0時(shí)死區(qū)補(bǔ)償原理框圖Fig.5 Dead time compensation block diagram when Is＜0

圖6 為Is＞0時(shí)死區(qū)補(bǔ)償原理框圖，圖6(a)為沒(méi)有死區(qū)補(bǔ)償時(shí)器件導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)及電壓輸出波形;圖6(b)為引入死區(qū)補(bǔ)償時(shí)器件導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)及電壓輸出波形。補(bǔ)償原理是在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，將第一個(gè)橋臂IGBT1提前關(guān)斷、IGBT2提前導(dǎo)通，第二個(gè)橋臂IGBT3提前導(dǎo)通、IGBT4提前關(guān)斷，提前時(shí)間為死區(qū)時(shí)間，電壓偏差量ΔU為零。因本文采用單相性SPWM調(diào)制策略，所以每個(gè)橋臂參考電壓對(duì)應(yīng)的方程表達(dá)式如下所示。

第一個(gè)橋臂為

第二個(gè)橋臂為

死區(qū)補(bǔ)償是基于Is的值進(jìn)行判斷，分成大于零、小于零兩種情況。然而電流波形并非標(biāo)準(zhǔn)正弦波形，在零點(diǎn)附件很容易產(chǎn)生零點(diǎn)箝位現(xiàn)象。為了避免這種現(xiàn)象，提出采用網(wǎng)側(cè)輸入電壓us基于諧振鎖相環(huán)的觀測(cè)值us－view進(jìn)行判斷，因?yàn)橛^測(cè)值us－view只存在基波分量，是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的正弦量。整流器單位功率因數(shù)運(yùn)行，網(wǎng)側(cè)輸入電壓us與電流Is同相位，采用網(wǎng)側(cè)電壓觀測(cè)值us－view取代輸入電流瞬時(shí)值，即可以準(zhǔn)確補(bǔ)償死區(qū)又避免了電流的諧波干擾。當(dāng)us－view＜0 時(shí)，采用式(6)、(7)進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償，當(dāng)us－view≥0 時(shí)，采用式(8)、(9)進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償。

圖6 Is＞0時(shí)死區(qū)補(bǔ)償原理框圖Fig.6 Dead time compensation block diagram when Is＞0

4 仿真分析

為了研究單相PWM整流器死區(qū)補(bǔ)償策略的正確性，采用電力電子專用仿真軟件PSIM，對(duì)單相電壓型PWM整流器進(jìn)行仿真。

表1 單相PWM整流器參數(shù)Table 1 Parameters of single-phase PWM rectifier

1)負(fù)載運(yùn)行

以電網(wǎng)頻率50 Hz、開(kāi)關(guān)頻率4 kHz、網(wǎng)側(cè)輸入電壓有效值us=396 V，負(fù)載電阻Rload=23.4 Ω，死區(qū)時(shí)間td=5 μs為例進(jìn)行仿真分析，其中主電路如圖1所示，PWM整流器參數(shù)如表1所示，控制策略如圖2所示。圖7為沒(méi)有加入死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆抡娼Y(jié)果，圖7(a)為輸入電流Is的仿真波形圖，圖7(b)為電流Is的各次諧波含量分布圖，總諧波畸變率為9.1%。圖8為基于電流值進(jìn)行直接判斷，加入死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆抡娼Y(jié)果，圖8(a)為輸入電流Is的仿真波形，圖8(b)為電流Is的各次諧波含量分布圖，總諧波畸變率為7.63%。圖9為基于電壓觀測(cè)值進(jìn)行判斷，加入死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆抡娼Y(jié)果，圖9(a)為基于電壓us的觀測(cè)值進(jìn)行判斷時(shí)，輸入電流Is的仿真波形，圖9(b)為電流Is的各次諧波含量分布圖，總諧波畸變率為6.0%?；陔妷河^測(cè)值進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償，輸入電流總諧波畸變率大大下降，電流零點(diǎn)箝位現(xiàn)象不再明顯，從而證明了死區(qū)補(bǔ)償新方法的有效性。

圖7 無(wú)死區(qū)補(bǔ)償仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of no dead time compensation

圖8 有死區(qū)補(bǔ)償仿真結(jié)果—基于電流值判斷Fig.8 Simulation waveforms of dead time compensation judged by current

圖9 有死區(qū)補(bǔ)償仿真結(jié)果—基于電壓觀測(cè)值判斷Fig.9 Simulation waveforms of dead time compensation judged by voltage

圖10 整流器空載仿真電流波形Fig.10 Simulation waveforms of rectifier current on no-load

2)空載運(yùn)行

為了進(jìn)一步對(duì)比分析整流器輕載時(shí)采用電流瞬時(shí)值、網(wǎng)側(cè)電壓觀測(cè)值進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償效果，圖10給出了整流器空載運(yùn)行時(shí)輸入電流波形，將負(fù)載電阻Rload移除。從上面仿真波形中可以看出，基于網(wǎng)側(cè)電壓觀測(cè)值進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償?shù)男Ч人矔r(shí)電流值補(bǔ)償好。

3)電網(wǎng)電壓畸變

為了分析電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變或頻率產(chǎn)生抖動(dòng)時(shí)對(duì)整流器死區(qū)補(bǔ)償?shù)挠绊?，假設(shè)電網(wǎng)電壓表達(dá)式如式(10)所示，除基波外還包含250、550、1 550 Hz分量，對(duì)應(yīng)的有效值分別為5、10、15 V。

圖11為電網(wǎng)電壓畸變時(shí)的仿真結(jié)果，控制器參數(shù)與上面負(fù)載運(yùn)行時(shí)一致。圖11(a)為網(wǎng)側(cè)輸入電壓us及其觀測(cè)值us－view仿真波形，諧振鎖相環(huán)可以實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓相位無(wú)靜差跟蹤。圖11(b)為網(wǎng)側(cè)輸入電壓、電流波形，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行。圖11(c)、圖11(d)、圖11(e)分別為無(wú)死區(qū)補(bǔ)償、基于電流值死區(qū)補(bǔ)償、基于電壓觀測(cè)值死區(qū)補(bǔ)償電流波形及諧波含量，對(duì)應(yīng)的電流總諧波畸變率分別為10.24%、8.11%、6.43%。與上面電壓沒(méi)有畸變時(shí)結(jié)果相同，采用基于電壓觀測(cè)值進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償要比基于電流值效果更好。

圖11 電網(wǎng)電壓畸變仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of voltage distortion

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證單相PWM整流器死區(qū)補(bǔ)償?shù)目尚行约胺抡娼Y(jié)果的正確性，在樣機(jī)上進(jìn)行了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)。整流器以TMS320LF28335 DSP為控制核心，開(kāi)關(guān)器件采用1 200 V/150 A的IGBT。輸入電流由FLUKE80i－110s電流鉗測(cè)量，輸入電壓與直流母線電壓由Tektronix P5200差分探頭測(cè)量得到。實(shí)驗(yàn)中的相應(yīng)參數(shù)與上節(jié)仿真分析中相同，主電路如圖1所示，控制策略如圖2所示，主要參數(shù)如表1所示，網(wǎng)側(cè)輸入電壓us=396 V，負(fù)載電阻Rload=23.4 Ω，死區(qū)時(shí)間 td=5 μs。

圖12為無(wú)死區(qū)補(bǔ)償?shù)膶?shí)驗(yàn)結(jié)果。圖12(a)為網(wǎng)側(cè)輸入電壓us，輸入電流Is，整流器輸入電壓uab，變壓器副邊繞組輸出電流Is1波形，圖12(b)為電流Is的各次諧波含量分布圖，總諧波畸變率為9.7%。圖13為基于電流Is的值進(jìn)行判斷時(shí)，死區(qū)補(bǔ)償?shù)膶?shí)驗(yàn)結(jié)果。圖13(a)為網(wǎng)側(cè)輸入電壓us，輸入電流Is，整流器輸入電壓uab，輸入電流is1波形，圖13(b)為電流Is的各次諧波含量分布圖，總諧波畸變率為7.6%。圖14為基于電壓us的觀測(cè)值進(jìn)行判斷時(shí)，死區(qū)補(bǔ)償?shù)膶?shí)驗(yàn)結(jié)果。圖14(a)為網(wǎng)側(cè)輸入電壓us，輸入電流Is，整流器輸入電壓uab，變壓器副邊繞組輸出電流is1波形，圖14(b)為電流Is的各次諧波含量分布圖，總諧波畸變率為6.3%。從圖中可以看出，采用電壓us觀測(cè)值進(jìn)行判斷時(shí)，死區(qū)補(bǔ)償?shù)男Ч?。?shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果相同，也說(shuō)明死區(qū)補(bǔ)償新方法的有效性。

圖12 無(wú)死區(qū)補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental waveforms of no dead time compensation

為了驗(yàn)證整流器輕載時(shí)采用電流瞬時(shí)值、網(wǎng)側(cè)電壓觀測(cè)值死區(qū)補(bǔ)償效果，圖15給出了整流器空載運(yùn)行時(shí)輸入電流波形。從上面仿真波形中可以看出，基于網(wǎng)側(cè)電壓觀測(cè)值進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償?shù)男Ч人矔r(shí)電流值補(bǔ)償好。

圖13 有死區(qū)補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形—基于電流值判斷Fig.13 Experimental waveforms of dead time compensation judged by current

圖14 有死區(qū)補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)波形—基于電壓值判斷Fig.14 Experimental waveforms of dead time compensation judged by voltage

圖15 整流器空載實(shí)驗(yàn)電流波形Fig.15 Experimental waveforms of rectifier current on no-load

6 結(jié)論

本章提出了一種基于網(wǎng)側(cè)電壓諧振控制器鎖相環(huán)的觀測(cè)值進(jìn)行判斷，對(duì)單相PWM整流器死區(qū)時(shí)間進(jìn)行補(bǔ)償?shù)男路椒?，并與通過(guò)電流大小進(jìn)行直接補(bǔ)償方法進(jìn)行對(duì)比分析。首先，介紹了單相整流器控制策略，采用電壓外環(huán)PI及電流內(nèi)環(huán)PR控制器;接著對(duì)單相PWM整流器死區(qū)效應(yīng)的原理進(jìn)行了詳細(xì)的闡述;最終通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)對(duì)這種新的死區(qū)補(bǔ)償方法進(jìn)行驗(yàn)證，采用電壓觀測(cè)值取代電流進(jìn)行死區(qū)補(bǔ)償效果將更明顯。

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