高效率LED驅(qū)動多路輸出混合均流策略研究

趙融融，張軍明

(浙江大學電氣工程學院，浙江杭州310027)

0 引言

與傳統(tǒng)光源相比，新型LED 照明有著諸多優(yōu)勢，如:高效能，長壽命，環(huán)保，緊湊等［1］。因此，其在照明應用中越來越多地代替?zhèn)鹘y(tǒng)光源。LED 因其特有的工作特性，應用在大功率照明和背光應用場合時，需要采用串、并聯(lián)多路輸出的結(jié)構(gòu)以達到需要的照明功率等級［2］。為了使得各路LED 亮度相同，需要采用相應的均流技術(shù)進行控制。主流的多路輸出均流控制主要分為兩大類:有源均流與無源均流。有源均流技術(shù)通過有源器件和相應的控制電路組成一個電流調(diào)節(jié)模塊，并與相應的LED 串聯(lián)在一起，對每一路的LED 電流輸出進行精確的調(diào)節(jié)，此電流調(diào)節(jié)器可以是線性模式［3-4］或者開關(guān)模式［5］。線性模式電流調(diào)節(jié)器通過調(diào)節(jié)有源開關(guān)的壓降，保持流過LED 的電流恒定，但因其自身具有損耗大，僅適用于較小功率的應用場合。開關(guān)模式的電流調(diào)節(jié)器較線性模式有較高的變流效率以及良好的負載調(diào)整率，但因其增加了額外的DC/DC電流調(diào)節(jié)器，使得成本增加，結(jié)構(gòu)復雜。相較于有源均流，無源均流方式具有結(jié)構(gòu)簡單、成本較低的優(yōu)勢。無源均流利用電容、電感等無源元件進行均流:基于電感的均流方式通過在電路中創(chuàng)造一個與負載相關(guān)的交流電流，利用耦合電感之間的兩兩耦合［6-7］，實現(xiàn)交流電流均衡進而間接實現(xiàn)負載的電流均衡，但是耦合電感方式在處理輸出多路的環(huán)境下存在負載適應性較差、線路以及控制復雜等缺點，且由于耦合電感的非理想特性，如漏感、勵磁電流等影響電路中器件以及均流的效果。相比之下，基于電容的無源均流方式相對電感式具有體積小、效率高及結(jié)構(gòu)簡單等顯著優(yōu)勢，文獻［8］利用電容的交流阻抗遠大于LED 負載等效阻抗的特性，實現(xiàn)多路LED 的均流。文獻［9-11］針對雙端拓撲(如半橋、全橋、推挽等)，利用電容電荷平衡原理，配合相應的整流結(jié)構(gòu)，高效簡單地實現(xiàn)兩路LED 輸出的均流。但平衡電容在多路輸出的場合并不適合，為推廣到更多路輸出，需要結(jié)合其他均流方式，如變壓器原邊串聯(lián)［12］，切換式電容電荷平衡［13］，耦合電感與電容平衡相結(jié)合［14］。

綜上，無源均流方式雖然實現(xiàn)簡單但在負載適應性上較有源方式仍有待提高且在多路輸出的應用場合有局限性，而有源均流雖然具有良好的負載適應性，但其增加了額外一級功率處理導致其在成本以及效率上有待提高，雖然文獻［15］中采用部分功率處理的準二級結(jié)構(gòu)，且結(jié)合自適應母線調(diào)整的方式［16］大大提高了效率，但每一路負載都需要配備一個DC/DC 電流調(diào)節(jié)器模塊，成本較高。

基于上述考慮，結(jié)合有源均流以及無源均流的優(yōu)點，本研究提出一種新型的高效率的LED 多路輸出混合式均流方案。

1 電路拓撲以及工作原理分析

高效率LED 多路輸出混合均流原理圖如圖1所示。每個副邊繞組帶一個輸出模塊，每個輸出模塊內(nèi)利用平衡電容進行均流，每個輸出模塊串聯(lián)一個DC/DC 電流調(diào)節(jié)器進行模塊間的精確均流，利用有源均流模塊負載適應性好的優(yōu)點彌補了平衡電容均流的不足，且該結(jié)構(gòu)僅對部分功率進行處理就可達到多路均流，提高了整機效率的同時降低成本。

基于圖1 設(shè)計的多路混合均流電路原理圖如圖2所示。該電路由一個變壓器以及副邊多個電流輸出模塊構(gòu)成。

圖1 高效率LED 多路輸出混合均流原理圖

圖2 準二級帶母線自適調(diào)節(jié)的混合均流原理圖

各副邊匝比均為1∶1，每一個輸出模塊由一個平衡電容以及兩路LED 輸出組成。模塊內(nèi)兩路LED 電流由平衡電容Cb周期內(nèi)充放電荷平衡即可實現(xiàn)電流均衡:

由式(1，2)可得出式(3，4):

模塊內(nèi)的兩路LED 共用一個DC/DC 開關(guān)模式電流控制器，將同一模塊內(nèi)的兩路LED 輸出電流之和精確的控制在設(shè)定值IO，則有:

由式(3，4)可知，模塊內(nèi)兩路LED 電流輸出相等，結(jié)合式(5)，易得:

綜上，每路LED 電流被精確地控制為設(shè)定值的一半。當其他模塊的LED 電流也被控制在相同電流設(shè)定值時，各路LED 輸出電流將完全相同，進而實現(xiàn)多路均流。各個模塊的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器提供適當?shù)妮敵鲭妷阂云胶庳撦d電壓與交流母線的電壓差。副邊兩路繞組共地模式等效模態(tài)圖如圖3所示。

圖3 副邊兩路繞組共地模式等效模態(tài)圖

平衡電容上電壓，DC/DC 輸出電壓以及輸出模塊內(nèi)兩路LED 負載電壓關(guān)系推導如下:

正半周期:

負半周期:

式中:VO1= VLED1－ Vmp1，VO2= VLED2－ Vmp1，根據(jù)式(7，8)，易得:

同理，可推算得:

由式(10)可知DC/DC 電流調(diào)節(jié)器只需輸出小部分功率用以平衡電壓差。當DC/DC 電流調(diào)節(jié)器所需處理的電壓越小時，損耗就越小，變換器對應的效率也就越高，電路的整機效率也將高于傳統(tǒng)的三級有源均流。為進一步提高整機效率，采用了母線自適應控制方式，通過采樣各DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓，反饋調(diào)節(jié)交流母線電壓大小，如圖2(a)所示。為了確保各輸出模塊對應的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓均盡可能小，前級LLC 輸出提供的母線電壓小于且盡可能接近各路輸出模塊輸出電壓的最小值。

2 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

2.1 LLC 諧振參數(shù)

因LLC 變壓器副邊輸出模塊中均有平衡電容，本研究應用基波分析法設(shè)計LLC 時，將副邊平衡電容折算到原邊對諧振參數(shù)的影響。

等效模態(tài)圖推導的變壓器副邊簡化等效模型如圖4所示。

圖4 變壓器副邊等效模型

負載電壓由LLC 輸出電壓和DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓共同提供，在額定狀態(tài)下，DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓控制在很小的電壓值，因此，圖4(b)推導單個模塊等效交流電阻Rac1、Rac2時可不考慮Vmp1和Vmp2。Rac1、Rac2計算公式如下:

式中:ILED—各路輸出電流ILED1～ILED4。

變壓器副邊兩繞組完全相同，相當于并聯(lián)結(jié)構(gòu)，可進一步將兩個繞組合并為一個繞組，如圖4(c)所示。最終可得平衡電容Cb和等效負載Rac表達式:

將變壓器副邊折算到原邊，即可根據(jù)基波等效法完成LLC 相關(guān)參數(shù)設(shè)計。副邊有平衡電容的LLC 基波等效模型如圖5所示。

圖5 副邊有平衡電容的LLC 基波等效模型

由圖5 可知，平衡電容Cb也參與LLC 諧振，將副邊平衡電容折算到原邊為Cb/n2，新的諧振電容可近似等效為原諧振電容Cr和平衡電容原邊折算值Cb/n2的串聯(lián)電容值，則得到新的諧振頻率為:

2.2 DC/DC 變換器模塊選取

DC/DC 電流調(diào)節(jié)器與輸出模塊串聯(lián)，一方面用以控制調(diào)節(jié)模塊內(nèi)兩路LED 輸出電流和至設(shè)定值，另一方平衡各模塊兩路LED 平均負載電壓與母線之間的電壓差。當考慮需要與一個輸出模塊串聯(lián)一個電壓以平衡各路LED 負載電壓差時，最直接的考慮是接入Buck、Boost 等常見的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器。但這類變換器的輸出電壓與輸入電壓同相，如果將這類變換器串聯(lián)接入到LED 負載中，相當于在母線電壓上累加一個相應的電壓，以實現(xiàn)各路負載電壓的平衡。這種情況下，模塊輸出電壓為母線電壓和DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓之差，母線電壓大于最高LED 負載電壓。雖然這種情況下可實現(xiàn)均流但因其接入輸出正壓的DC/DC 變化器，LED 的負載電流同時灌入DC/DC，從能量角度考慮，接入的DC/DC 變化器處于吸收功率狀態(tài)，DC/DC 變換器將會工作在高壓狀態(tài)，體積、成本將增大，而效率將下降。為解決正壓輸出DC/DC 變換器能量的問題，DC/DC 改用能負電壓輸出的變換器，例如Buck-boost。當將負電壓輸出的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器接入時，LED 負載電壓由母線電壓和DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓共同提供。這時，母線電壓應小于各路LED 負載電壓中的最小值。與DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出正壓對比可知，當接入的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出負壓時，DC/DC 變換器向外提供功率，主要功能即是變換調(diào)節(jié)LED 輸出電流的同時，為各路LED 負載提供相應的電壓，均衡各路LED 輸出電壓之間的差異。綜上，選用能提供負電壓輸出的Buck-boost 作為控制電流和平衡電壓差的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器。

采樣電阻RSense串聯(lián)在LED 負載和DC/DC 電流調(diào)節(jié)器之間，用以采樣LED 負載電流，如圖2(b)所示。DC/DC 電流調(diào)節(jié)器采用峰值電流控制，具有電流環(huán)響應快的特點。DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓僅需補償各路LED 負載電壓的差異，當母線電壓很接近LED負載電壓時，DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓將很小，效率提高。

本研究樣機采用MP4601 作為Buck-boost 的控制芯片，因其已集成了MOS 和電流峰值控制電路，設(shè)計時只需選擇合適的電感和二極管即可。設(shè)置Buckboost 工作在CCM 條件下，電感量需滿足下式:

式中:ΔIL—輸出電流紋波的峰峰值，通常小于額定電感電流平均值的50%;fs—DC/DC 電流調(diào)節(jié)器工作的開關(guān)頻率;VIN—DC/DC 變換器的輸入電壓。

對于Buck-boost，電感電流平均值可有輸入輸出電壓和輸出電流平均值，計算如下:

本研究設(shè)定DC/DC 電流調(diào)節(jié)器工作在300 kHz，設(shè)定每一模塊兩路LED 輸出電流和0.4 A。最終電感取值100 μH。

2.3 自適應母線控制電路設(shè)計

當DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓越低時，它處理的功率就越小，相應的效率也就越高。為達到這個目的，在采用負電壓輸出的Buck-boost 作為DC/DC 電流調(diào)節(jié)器時，前級LLC 輸出提供的母線電壓應小于且盡可能接近各路LED 輸出電壓中的最小值。為了實現(xiàn)該控制方案，本研究提高該有源均流方案的效率，采用了文獻［15］中所提出的母線自適應調(diào)整方案，如圖2(a)所示。根據(jù)公式(11)所示母線電壓、模塊內(nèi)兩路LED負載電壓、DC/DC 輸出電壓之間的關(guān)系，易推得式(18)。應用母線自適應控制時，DC/DC 電流變換器輸出電壓經(jīng)采樣反相后，由二極管選通最小的DC/DC 電流變換器電壓，經(jīng)PI 控制將該最小DC/DC 電壓控制在一個很小的電壓值，如5 V，當母線電壓與各模塊兩路LED 負載平均電壓中最小的DC/DC 模塊電壓值接近時，與其他DC/DC 電流變換器模塊的LED 負載平均電壓之間的差值也就相應減到最小。如此，就能實現(xiàn)各個DC/DC 電流變換器輸出電壓盡可能小的最優(yōu)化控制。

其中，

經(jīng)過上述分析可知，DC/DC 電流變換器輸出電壓PI 控制將DC/DC 電流變換器輸出電壓最小值控制在5 V，同時由PI 控制的輸出決定母線電壓參考值，進而將母線電壓控制在最適應的電壓值同樣，LLC 輸出電壓參考值隨DC/DC 電流變換器PI 控制的輸出變化而在一定范圍內(nèi)變化，進而控制LLC 輸出適當?shù)碾妷褐?，提高效率?/p>

3 實驗結(jié)果驗證

為驗證上述理論分析的正確性和可行性，本研究制作了一臺120 W 的四路LED 輸出的樣機。樣機具體參數(shù)如表1所示。電路原邊采用ON 公司半橋互補驅(qū)動控制芯片NCP1397 作為LLC 的頻率控制器，DC/DC 電流變換器模塊采用buck-boost 結(jié)構(gòu)使用MP4601控制芯片，MP4601 是一款峰值電流控制的buck-boost變換器。DC/DC 模塊輸出負壓且設(shè)定其最小輸出電壓為5 V。在實際應用中，LED 負載阻值誤差在10%，在該試驗中，考慮LED 負載電壓之間誤差在±15%，額定負載電壓150 V，每一路LED 輸出相等的0.2 A電流，LED 負載電壓在120 V ～165 V 范圍內(nèi)變動。

表1 樣機參數(shù)

當四路輸出負載電壓分別為VLED1=146 V，VLED2=155 V，VLED3=161 V，VLED4=165 V 和VLED1=120 V，VLED2=138 V，VLED3=130 V，VLED4=144 V 時四路負載電流與母線自適應調(diào)整后原邊的工作頻率波形圖如圖6所示。從波形圖可以看出，在四路負載差異較大的情況下，電路均有良好的均流效果。

輸出模塊一上平衡電容電壓，DC/DC 電流調(diào)節(jié)器模塊輸出電壓，交流母線電壓，以及輸出模塊一內(nèi)兩路LED 負載的電壓波形圖如圖7所示。平衡電容上電壓為模塊內(nèi)兩路負載的電的差值平均:

圖6 不同負載情況下四路均流輸出

從上述分析可知，為提高均流的整機效率，需盡量使得各輸出模塊的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器工作在盡量低的輸出電壓條件下，如公式(18)所示。當VLED1=120 V，VLED2=135 V，VLED4=123 V 時，改變LED3 的負載阻值，通過母線自適應調(diào)整，兩輸出模塊的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器模塊始終工作在最小電壓并保證均流功能，相關(guān)波形圖如圖8所示。

圖8(a)為增大LED3 阻值，使得VLED2n－1+VLED2n的最小值變大，且負載平均電壓較小模塊由模塊二變?yōu)槟K一，根據(jù)公式(18)，為了保持DC/DC 電流調(diào)節(jié)器最小輸出5 V 不變，通過母線自適應調(diào)節(jié)使得母線電壓增大，模塊二的DC/DC 電流調(diào)節(jié)器輸出電壓增加，模塊一DC/DC 電流調(diào)節(jié)器模塊的輸出減小至最小5 V，整流二極管的電流由小變大直至達到設(shè)定的均流值0.2 A 恢復四路均流狀態(tài)。同理可解釋圖7(b)的電壓電流變化趨勢。由圖8 電流波形可知，各路LED輸出電流不隨負載改變而改變，輸出電流始終恒定輸出0.2 A，可見該有源均流電路具有良好的均流特性。

圖7 模塊—關(guān)鍵器件電壓波形

圖8 母線自適應調(diào)節(jié)控制

采用母線電壓自適應控制的準二級四路均流整機效率曲線如圖9所示。測試時，保持四路負載電阻值相等。由圖9 可知，隨著負載最小值的增加，效率保持在95%左右。大于傳統(tǒng)的三級有源均流整機效率。

圖9 準二級混合均流整機效率

采用母線自適應控制和采用固定母線電壓控制的整機效率如圖10所示。測試時，保證兩者最小負載電壓相同，其中:

效率差異最要來自于自適應母線電壓控制由公式(20)計算所得的Vs和固定的母線電壓取值V'bus之間的差異引起。當Vbus與Vbus'差異拉大時，母線電壓自適應控制的效率提高優(yōu)勢將表現(xiàn)得更為明顯。

圖10 有無采用母線電壓自適應控制和固定母線電壓的整機效率比較

4 結(jié)束語

本研究提出了一種基于交流母線的準二級混合均流策略及其控制方法，充分利用無源元件平衡電容交流周期內(nèi)電荷平衡的特性對輸出模塊內(nèi)的兩路LED輸出電路進行均流，通過DC/DC 電流調(diào)節(jié)器有源模塊對各個獨立的輸出模塊間的電流進行均流，從而達到每一路電流均流的目的。為了進一步提高均流效率，DC/DC 有源模塊輸出負壓平衡各個輸出模塊與交流母線的電壓差，同時采用母線電壓自適應反饋控制，使得前級LLC 輸出提供的母線電壓應小于且盡可能接近各路輸出模塊輸出電壓的最小值。

本研究據(jù)此制作了一臺120 W 的樣機，相較于傳統(tǒng)的均流方案，效率有明顯提高，驗證了理論分析的準確性。

［1］田立東，周繼軍，秦會斌.PWM 調(diào)光LED 驅(qū)動器設(shè)計［J］.機電工程，2012，29(4):465-468.

［2］國家發(fā)展改革委員會.中國逐步淘汰白熾燈路線圖［S］.國家發(fā)展改革委員會，2011.

［3］HWU K I，YAU Y T.Applying One-Comparator Counter Based Sampling to Current Sharing Control of Multi-Channel LED Strings［C］//Applied Power Electronics Conference，2010:737-742.

［4］LI S，ZHONG W X，CHEN W，et al.Novel self-conflgurable current-mirror techniques for reducing current imbalance in parallel light-emitting diode (LED)strings［J］IEEE Trans.Power Electron.，2012，27(4):2153-2162.

［5］HU Q，ZANE R.LED driver circuit with series-input-connected converter cells operating in continuous conduction mode［J］IEEE Trans.Power Electronics，2010，25(3):574-582.

［6］HU Y，JOVANOVI C＇M M.A New Current-Balancing Method for Paralleled LED strings.［C］//Applied Power Electronics Conference，2011:705-712.

［7］WANG Z，WU X K，CHEN M，et al.Optimal Design Methodology for the Current-Sharing Transformer in a Quasi-Resonant (QR)Flyback LED Driver［C］//Applied Power Electronics Conference，2012:2372-2378.

［8］CHOI S，AGARWAL P，KIM T，et al.Symmetric Current Balancing Circuit for Multiple DC Loads［C］//Applied Power Electronics Conference，2010:512-518.

［9］ZHANG J M，XU L H，JIANG T，et al.A precise passive current balancing method for multi-output LED Drivers［J］IEEE Trans.Power Electronics，2011，26(8):2149-2159

［10］ZHANG J M，WANG J F，JIANG T，et al.A capacitor-isolated LED driver with inherent current balance capability［J］IEEE Trans.Power Electronics，2012，59(4):1708-1716.

［11］WU X K，ZHANG J M，QIAN Z M.A Simple two-channel LED driver with automatic precise current sharing［J］IEEE Trans.Power Electronics，2011，58(10):4783-4788.

［12］WU H，JI S，LEE F C，et al.，Multi-Channel Constant Current (MC3)LLC Resonant LED Driver［C］//Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE)，2011:2568-2575.

［13］YU Y，ZHANG F，NI J.Capacitor Clamped Current Sharing Circuit for Multistring LEDs［C］//Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE)，2012:3568-3574.

［14］WANG J F.ZHANG J M，WU X K.A Novel High Efficiency and Low-Cost Current Balancing Method for Multi-LED drivers［C］//Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE)，2011:2296-23011.

［15］ZHANG J M，CHEN H，WU X K.Analysis and Design of LLCC Resonant Four-Channel DC-DC LED Driver with Current Sharing Transformer［C］//Applied Power Electronics Conference(APEC)，2013:3295-330.

［16］HU Y，JOVANOVIC M M.LED driver with self-adaptive drive voltage［J］Power Electronics，2008，23(6):3116-3125.