電動汽車充放電機(jī)變換器解耦控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)*

馬立新，穆清倫

（上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院，上海 200093）

0 引言

電力作為一種潔凈的二次能源，為人類社會當(dāng)今的文明做出了巨大的貢獻(xiàn)，可是，在當(dāng)今能源逐漸減少的情況下，電能的供給也會出現(xiàn)緊缺的現(xiàn)象。眾所周知，電動汽車的蓄電池將電網(wǎng)上的電能儲存，供給電動汽車日常使用；當(dāng)蓄電池電量充足，而電網(wǎng)上能源匱乏時(shí)，電能可以逆變并網(wǎng)，這樣能一定程度上緩解電網(wǎng)的壓力。這種能夠?qū)崿F(xiàn)能量可雙向傳遞的充放電機(jī)[1]應(yīng)運(yùn)而生。

在充放電機(jī)技術(shù)應(yīng)用中，三相電壓型變換器因其效率高、體積小、重量輕和控制方便等優(yōu)點(diǎn)起到交直變換不可替代的作用,能實(shí)現(xiàn)電能的“綠色交換”[2]。并且因在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下交流側(cè)電流的控制不存在電流靜差而被越來越多地采用，但在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，三相電壓型變換器的d、q軸電流之間存在耦合，導(dǎo)致有功和無功電流不能獨(dú)立的控制，給控制帶來一定的困難，因此電流的解耦控制非常重要。本文建立了充放電機(jī)變流器在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，理論上分析了耦合產(chǎn)生的原因；介紹了交叉解耦控制因其實(shí)現(xiàn)簡單、穩(wěn)態(tài)性能較好能被廣泛使用，但其暫態(tài)性能較差，對于充放電機(jī)的變換器模塊需要不斷充電、放電使用顯然不能達(dá)到控制的要求。因此，采用利用狀態(tài)的反饋以達(dá)到解耦目的的狀態(tài)反饋解耦控制[3]來實(shí)現(xiàn)電流超調(diào)量小、調(diào)節(jié)時(shí)間短的目的是必要的，仿真結(jié)果表明了其動態(tài)響應(yīng)特性得以有效地改善。

1 充放電機(jī)變換器裝置的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

充放電機(jī)變換器裝置拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示，三相電壓型PWM變流器采用以IGBT為開關(guān)管的全控器件三相橋式結(jié)構(gòu)，能很好的解決傳統(tǒng)的相控電路存在的功率因數(shù)低、線路損耗大、諧波污染嚴(yán)重和產(chǎn)生電磁干擾的問題[4]。當(dāng)其做電壓型PWM整流器時(shí)，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)給蓄電池組充電時(shí)AC/DC的整流，整流后的直流電實(shí)現(xiàn)給后級的直流母線大電容充電；當(dāng)其做DC/AC電壓型PWM逆變器時(shí)，通過設(shè)定的控制策略控制IGBT的開關(guān)將母線電容上的電壓逆變成三相交流電并網(wǎng)。與傳統(tǒng)的相控整流電路相比，此模塊具有體積小、重量輕和響應(yīng)速度快的優(yōu)點(diǎn)[5]。

圖1 充放電機(jī)變流器裝置拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

圖 1中，ea、eb和 ec分別為電網(wǎng)的三相電壓。L為交流側(cè)電感，主要作用是限制開關(guān)器件所產(chǎn)生的高次諧波電流，其值應(yīng)當(dāng)適當(dāng)，太小會使電源電流中的高次諧波含量增加，而太大將影響控制時(shí)電源電流跟蹤指令信號的速度[6]。R為表示電感損耗、線路損耗及開關(guān)器件通態(tài)損耗和開關(guān)損耗的等效電阻。C為直流側(cè)母線電容，其主要功能為：一是吸收開關(guān)器件高頻開關(guān)動作在輸出直流電壓中造成的紋波；二是當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，在變換器的慣性延時(shí)期間將輸出直流電壓的波動維持在限定范圍內(nèi)。idc為流經(jīng)負(fù)載電阻的負(fù)載電流大小，udc為直流母線電容的端電壓，ia、ib、ic為交流側(cè)三相相電流的大小。

2 三相電壓型PWM變流器的數(shù)學(xué)模型

假設(shè)三相電網(wǎng)對稱、平衡且沒有零序分量，對于這種三相無中線系統(tǒng)[7]，根據(jù)基爾霍夫定律可以得到三相電壓型變流器在三相靜止ABC坐標(biāo)系數(shù)學(xué)模型中的電壓方程。

為分析方便，定義開關(guān)函數(shù)Sk(k=a，b，c)為：

為實(shí)現(xiàn)電流無靜差控制和優(yōu)良的動靜態(tài)性能，通過恒功率PARK變換可以把三相變量從三相靜止坐標(biāo)系變換至兩相坐標(biāo)系中，變換前后保持功率恒定。在恒功率PARK變換下，三相電壓型變換器在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的電流微分方程：

上式寫成頻域開環(huán)傳遞函數(shù)矩陣形式：

式(3)或式(4)清楚地說明三相電壓型變換器是一個雙輸入、雙輸出的多變量系統(tǒng)。與單變量系統(tǒng)不同，多變量系統(tǒng)d軸與q軸變量互相耦合，耦合項(xiàng)的存在將影響控制系統(tǒng)的穩(wěn)定以及靜態(tài)和動態(tài)特性，并使系統(tǒng)的控制參數(shù)的設(shè)計(jì)變得復(fù)雜，會給控制帶來一定的困難。

為此可采用前饋解耦控制策略，當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)時(shí)[8]，其電流調(diào)節(jié)器方程為：

圖2即為該前饋交叉解耦控制的結(jié)構(gòu)框圖。該交叉解耦控制方法的實(shí)質(zhì)是根據(jù)耦合項(xiàng)進(jìn)行變量匹配，其實(shí)現(xiàn)簡單，并且在整個過程中是穩(wěn)定的，可以使系統(tǒng)獲得很好的穩(wěn)定性能；但暫態(tài)性能較差，這是因?yàn)樵跁簯B(tài)過程中，系統(tǒng)的相對開環(huán)增益系數(shù)在變化，因此會造成系統(tǒng)暫態(tài)時(shí)控制精度的欠缺。

圖2 交叉解耦控制框圖

與交叉解耦控制的變量匹配方法不同，為提高PWM變換器的動態(tài)特性，本文采用狀態(tài)反饋解耦控制策略。該方法的思路是利用狀態(tài)的反饋以便較好地實(shí)現(xiàn)動態(tài)時(shí)有功功率和無功功率的解耦目的，其結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。此時(shí)系統(tǒng)方程為：

圖3 狀態(tài)反饋解耦控制框圖

三相電壓型PWM變流器系統(tǒng)中的電壓、電流互感器不斷采樣可以得到電網(wǎng)電壓和三相電流，將采集到的信號3s/2r變換后可以分別得到其在d軸、q軸上的分量，其中直流電壓給定值u*o與反饋值uo的差值通過PI調(diào)節(jié)器的作用產(chǎn)生i*d，通過該狀態(tài)反饋解耦控制策略，輸出電壓控制指令u*d和u*q，u*d和u*q通過SVPWM的空間矢量調(diào)制算法，即生成相應(yīng)6路PWM驅(qū)動脈沖控制三相變換器IGBT的通斷，完成恒流充放電和充放電平滑切換的功能。

3 Simulink系統(tǒng)仿真與結(jié)果分析

基于以上分析，在MATLAB/Simulink環(huán)境中搭建了充放電機(jī)變換器裝置的仿真模型。設(shè)定電網(wǎng)電壓ea、eb、ec的峰值電壓為 310 V，相位互相差120°，頻率為50 Hz；交流側(cè)電感L=4 mH，等效電阻R=1Ω，直流母線電容C為 1 700μF，直流側(cè)給定電壓 630 V。

一般情況下，令式(6)K(S)中 K11=K22=0，K12=Lω，K21=-Lω，此時(shí)系統(tǒng)方程中d、q軸之間的耦合將安全解除。根據(jù)該控制狀態(tài)反饋控制策略搭建的基于V2G應(yīng)用的充放電機(jī)變換器的Simulink仿真模型如圖4所示。

圖4 系統(tǒng)仿真模型圖

設(shè)置仿真時(shí)間為0.6 s，得到直流側(cè)的電壓uo和充電時(shí)的電流io的波形如圖5所示，從圖中可以看出，直流母線電容電壓基本恒定在給定參考電壓630 V；為方便觀察，50倍的充電電流波形也能迅速趨于穩(wěn)定，且均超調(diào)量小，調(diào)節(jié)時(shí)間短。

圖5 直流電壓和充電電流波形圖

設(shè)置該V2G充放電機(jī)以6 A的恒定電流給母線電容充電，在仿真時(shí)間為0.1 s時(shí)切換至以10 A的恒定電流放電逆變并網(wǎng)，總體仿真時(shí)間設(shè)置為0.2 s，觀察基于狀態(tài)反饋解耦控制策略的V2G充放電機(jī)在整流逆變交替進(jìn)行時(shí)電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓的波形，如圖6所示。

圖6 電網(wǎng)電壓和充、放電時(shí)電網(wǎng)電流波形圖

從圖6的仿真結(jié)果中可以看出，采集到的A相電流圖中，曲線1為采用傳統(tǒng)的交叉解耦控制，曲線2為采用狀態(tài)反饋解耦控制。在仿真時(shí)間0～0.1 s內(nèi)，V2G充放電機(jī)工作在整流階段；在0.1～0.2 s內(nèi)，將該V2G充放電機(jī)的工作模式切換至逆變階段。相比較可以看出，采用狀態(tài)反饋解耦控制時(shí)電流的超調(diào)量較小，而且動態(tài)響應(yīng)速度較快；此外，當(dāng)充放電機(jī)在0.1 s進(jìn)行充放電轉(zhuǎn)換時(shí)，采用狀態(tài)反饋解耦控制切換時(shí)間較短、功率因數(shù)較高，從而驗(yàn)證了狀態(tài)反饋解耦控制在V2G充放電機(jī)應(yīng)用中的良好特性。

4 結(jié)論

三相電壓型PWM變換器是整個V2G充放電機(jī)的核心裝置，本文針對充放電機(jī)工作時(shí)需要不斷地切換工作模式，而傳統(tǒng)d、q軸下交叉解耦控制動態(tài)性能較差的特點(diǎn)，采用了能使電流超調(diào)量小、調(diào)節(jié)時(shí)間短的狀態(tài)反饋解耦控制策略。通過搭建整個系統(tǒng)的Simulink仿真模型，仿真結(jié)果表明該控制策略能較好地實(shí)現(xiàn)三相電壓型PWM變換器有功功率和無功功率的解耦控制，具有較好的動態(tài)特性，對仿真結(jié)果進(jìn)行分析，證明了本文采用的控制策略在V2G充放電機(jī)應(yīng)用中的有效性和可行性。

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