具有V2G功能的電動(dòng)汽車(chē)快速充放電方法

吳 凱，程啟明，李 明，白園飛，陳 根

（上海電力學(xué)院 自動(dòng)化工程學(xué)院，上海 200090）

0 引言

電動(dòng)汽車(chē) EV（Electric Vehicle）清潔、環(huán)保、節(jié)能，成為未來(lái)新能源汽車(chē)發(fā)展的主要方向，也是解決全球能源緊缺和環(huán)境污染問(wèn)題的有效途徑[1-2]。電動(dòng)汽車(chē)和電網(wǎng)互動(dòng)技術(shù)V2G（Vehicle to Grid）是現(xiàn)代智能電網(wǎng)和智能微電網(wǎng)的重要組成部分，可以調(diào)節(jié)電網(wǎng)峰谷差，降低電網(wǎng)傳統(tǒng)調(diào)峰、調(diào)頻的備用容量，還有利于電網(wǎng)大量吸納可再生能源發(fā)電量，提高電網(wǎng)運(yùn)行的穩(wěn)定性和經(jīng)濟(jì)性[3-4]。可逆充放電機(jī)是電動(dòng)汽車(chē)和電網(wǎng)實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)的載體，主要由可逆PWM整流器和雙向DC/DC變換器組成，研究其高功率因數(shù)快速充放電對(duì)實(shí)現(xiàn)V2G功能具有重要意義。

三相電壓型PWM整流器具有網(wǎng)側(cè)電流諧波低、單位功率因數(shù)及高恒定直流側(cè)電壓等優(yōu)點(diǎn)[5-6]，得到了廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[7]提出一種基于SVPWM的直接電流控制方法，實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車(chē)的高功率因數(shù)充電；文獻(xiàn)[8]提出一種通過(guò)施加恒定擾動(dòng)來(lái)抑制起動(dòng)瞬間網(wǎng)側(cè)電流沖擊的方法，并提出利用q軸電流給定不為0的方法來(lái)校正整流器的功率因數(shù)；文獻(xiàn)[9]提出在同樣的諧波要求下，相對(duì)純電感型濾波，LCL濾波可以降低電感值的大小。對(duì)雙向DC/DC變換器的研究集中在電路拓?fù)鋄10-11]和控制[12-14]2 個(gè)方面。 要實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車(chē)的快速充放電，必須解決動(dòng)力電池的極化問(wèn)題[15]，文獻(xiàn)[16]提出采用脈沖電流充電，適時(shí)進(jìn)行反向放電，消除電池的極化現(xiàn)象。

本文將可逆PWM整流器和雙向DC/DC變換器應(yīng)用到電動(dòng)汽車(chē)快速充放電技術(shù)中，對(duì)可逆PWM整流器采用前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略，有效地提高了充電機(jī)的功率因數(shù)，保持充放電過(guò)程中直流母線電壓的穩(wěn)定；同時(shí)用LCL濾波器代替L濾波器，在達(dá)到相同濾波效果的前提下降低了電感值，提高了系統(tǒng)的響應(yīng)速度。對(duì)雙向DC/DC變換器采用電流閉環(huán)控制，并對(duì)充放電分別采用脈沖充電和恒流放電，有效地控制了充放電的電流，實(shí)現(xiàn)快速充放電功能。

1 可逆充電機(jī)的工作原理

非車(chē)載式可逆充電機(jī)主要包括可逆PWM整流部分、雙向DC/DC變換部分、動(dòng)力電池以及電池管理系統(tǒng) BMS（Battery Management System），充電整體結(jié)構(gòu)如圖1所示。根據(jù)BMS對(duì)動(dòng)力電池剩余電量的監(jiān)測(cè)，設(shè)定不同的充放電運(yùn)行模式，實(shí)現(xiàn)充電機(jī)潮流雙向流動(dòng)。充電時(shí)，從電網(wǎng)接入交流電由整流裝置轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流電壓，再經(jīng)DC/DC變換裝置降壓后給動(dòng)力電池充電；放電時(shí)，動(dòng)力電池經(jīng)DC/DC變換裝置升壓后逆變?yōu)榻涣麟娊尤腚娋W(wǎng)。

圖1 充電機(jī)整體框圖Fig.1 Overall diagram of charger

1.1 可逆PWM整流器

可逆PWM整流器由基于LCL濾波的三相電壓型PWM整流器組成，既是電動(dòng)汽車(chē)充電時(shí)的供電電源，又是電動(dòng)汽車(chē)放電時(shí)的負(fù)載，且在電池的充放電過(guò)程中，具有單位功率因數(shù)、電能雙向流動(dòng)、低諧波污染等優(yōu)點(diǎn)。主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示，圖中，ea、eb、ec為電網(wǎng)三相交流電壓；ia、ib、ic為三相交流電流；Udc和Idc分別為直流側(cè)電壓和電流；Lg和L分別為網(wǎng)側(cè)電感和整流側(cè)電感；Cf和C分別為濾波電容和直流側(cè)電容；Rd為阻尼電阻。

圖2 LCL濾波的PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.2 Topology of PWM rectifier with LCL filter

在相同濾波條件下，采用LCL濾波比采用單L濾波使用更小的電感值[9]，且在低頻情況下，LCL濾波器可以等效為L(zhǎng)濾波器，等效電感LT=L+Lg。忽略濾波電容Cf，在以電網(wǎng)電壓定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，PWM整流器其數(shù)學(xué)模型為：

其中，ud、uq分別為整流器交流側(cè)電壓矢量的d、q分量；id、iq分別為整流器交流側(cè)電流矢量的d、q分量；ed、eq分別為交流電源電壓矢量的d、q分量。

1.2 雙向DC/DC變換器

Buck-Boost雙向DC/DC變換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性高，易實(shí)現(xiàn)電壓的雙向控制，能滿足電動(dòng)汽車(chē)V2G的功能，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 雙向DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.3 Topology of bi-directional DC/DC converter

電動(dòng)汽車(chē)充電時(shí)，雙向DC/DC變換電路由開(kāi)關(guān)管VTbuck、VDbuck和電感L構(gòu)成，工作在Buck模式。充電回路的電壓基爾霍夫方程如下：

由此可得充電回路的傳遞函數(shù)為：

其中，Udc為輸入電壓；Ubat為電池充電電壓；iL為充電電流；Rbat為電池內(nèi)阻；L為濾波電感；τl為電磁慣性時(shí)間常數(shù)。

充電回路的動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)模型如圖4所示。

圖4 充電回路的動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)Fig.4 Dynamic structure of charging loop

放電時(shí)，DC/DC變換電路由開(kāi)關(guān)管VTboost、VDboost和濾波電感L構(gòu)成，變換器工作在Boost模式。放電回路的電壓基爾霍夫方程如下：

放電回路的傳遞函數(shù)為：

2 電動(dòng)汽車(chē)充放電控制策略

2.1 PWM整流器控制策略

由式（1）可以看出d、q軸變量相互耦合，為此提出基于PI調(diào)節(jié)器的前饋解耦控制策略并采用雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。采用基于PI調(diào)節(jié)器的前饋解耦控制策略時(shí)，u*d、u*q控制方程為：

其中，KiP、KiI為電流內(nèi)環(huán)比例調(diào)節(jié)增益和積分調(diào)節(jié)增益；u*d、u*q為電壓指令值；i*d、i*q為電流指令值。

解耦后系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。

圖5 基于前饋解耦控制策略的控制結(jié)構(gòu)Fig.5 Structure of feedforward decoupled control

按典型二階系統(tǒng)對(duì)電流內(nèi)環(huán)PI參數(shù)設(shè)計(jì)[8]，將解耦后電流內(nèi)環(huán)小慣性環(huán)節(jié)進(jìn)行合并，d軸和q軸的電流內(nèi)環(huán)PI參數(shù)相同。電壓外環(huán)PI參數(shù)設(shè)計(jì)與電流內(nèi)環(huán)類(lèi)似，電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的PI參數(shù)分別如下：

其中，Ts為開(kāi)關(guān)周期；KPWM為PWM單元的增益；Udc為直流側(cè)電壓。

2.2 雙向DC/DC變換器的控制策略

雙向DC/DC變換器在不同的工作模式下對(duì)應(yīng)的控制策略也不相同。本文是要控制充電和放電電流，因此在充放電過(guò)程中都采用電流閉環(huán)控制。為消除被控量的穩(wěn)態(tài)誤差，采用PI調(diào)節(jié)器，控制結(jié)構(gòu)如圖6（a）所示。圖中，Ks是開(kāi)環(huán)增益；τoi是電流濾波時(shí)間常數(shù)。

根據(jù)電動(dòng)汽車(chē)的常用動(dòng)力電池-鋰電池組的特性，本文選擇脈沖式快速充電方法對(duì)電動(dòng)汽車(chē)進(jìn)行充電，放電時(shí)采用恒定大電流快速放電方法。脈沖充電使用間斷的電流充電，充電過(guò)程中有瞬時(shí)電流放電，提高了電池的接受能力，排除了極化現(xiàn)象，縮短了充電時(shí)間，提高了充電效率[16]；恒定大電流快速放電提高了電動(dòng)汽車(chē)瞬間向電網(wǎng)供電的能力，可用于電力系統(tǒng)的調(diào)峰和調(diào)頻。充放電的控制框圖如圖6（b）和 6（c）所示。

圖6 雙向DC/DC控制結(jié)構(gòu)Fig.6 Structure of bi-directional DC-DC control

3 仿真結(jié)果分析

使用MATLAB/Simulink作為本文的仿真工具，選擇SimPowerSystem中自帶的鋰電池作為電動(dòng)汽車(chē)的動(dòng)力電池，建立仿真模型。根據(jù)電動(dòng)汽車(chē)動(dòng)力電池的要求，設(shè)置鋰電池的標(biāo)稱(chēng)電壓為150 V，電池容量為100 A·h，充放電均采用大電流（0.3 C，即30 A，C為電池充放電倍率）方式進(jìn)行。

3.1 充電仿真

充電時(shí)可逆PWM整流器工作在整流狀態(tài)，電網(wǎng)側(cè)電壓、電流及功率波形如圖7所示。從圖7中可以看出網(wǎng)側(cè)電流和電壓保持同相位，有功功率從電網(wǎng)流向電池，無(wú)功功率為0，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為1，且采用LCL濾波使電流諧波畸變保持在3%以下。

雙向DC/DC變換器工作在降壓模式，電池的充電電壓、充電電流如圖8所示。采用基于電流閉環(huán)控制的脈沖充電方式，充電電流保持在0 A和35 A這2個(gè)狀態(tài)，充電電壓隨著充電時(shí)間的增長(zhǎng)逐漸脈沖式增大。

圖7 PWM整流器波形Fig.7 Waveforms of PWM rectifier

圖8 電池充電波形Fig.8 Waveforms of battery charging

為驗(yàn)證本文所提脈沖充電方法的快速性，又對(duì)恒流和恒壓2種充電方法進(jìn)行對(duì)比仿真。設(shè)置3種充電方式的電池初始值相同，電池的荷電狀態(tài)SOC（State Of Charge）隨時(shí)間的變化如圖9所示?？梢钥闯?，脈沖充電速度最快，其次是恒流充電，而恒壓充電速度最慢。

3.2 放電仿真

放電時(shí)，電動(dòng)汽車(chē)動(dòng)力電池通過(guò)電壓提升后輸入到可逆PWM整流器，雙向DC/DC變換器部分的仿真結(jié)果如圖10所示。放電電流保持在35 A不變，電池SOC線性下降，放電電壓經(jīng)過(guò)DC/DC變換器提升后迅速達(dá)到穩(wěn)定值，保證了逆變器的輸入電壓。

放電時(shí)PWM整流器工作在逆變狀態(tài)，波形如圖11所示。可以看出，網(wǎng)側(cè)電壓和電流相位相差180°，有功功率從電池流向電網(wǎng)，無(wú)功功率為0，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為-1，同時(shí)網(wǎng)側(cè)電流諧波畸變率僅為2.59%。

圖9 SOC變化Fig.9 Waveforms of SOC

圖10 電池放電波形Fig.10 Waveforms of battery discharging

圖11 PWM逆變器波形Fig.11 Waveforms of PWM inverter

4 結(jié)論

本文建立了具有V2G功能的電動(dòng)汽車(chē)充放電機(jī)模型，將可逆PWM整流器和雙向DC/DC變換器應(yīng)用到電動(dòng)汽車(chē)快速充放電技術(shù)中?？赡鍼WM整流器選擇基于LCL濾波的三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略，實(shí)現(xiàn)充放電的功率因數(shù)為±1，把網(wǎng)側(cè)電流諧波畸變率控制在3%以下，同時(shí)保證直流母線電壓快速穩(wěn)定。雙向DC/DC變換器采用電流閉環(huán)控制，并對(duì)充放電分別采用脈沖充電和恒流放電，有效地控制了充放電的電流，實(shí)現(xiàn)快速充放電功能。仿真結(jié)果表明，網(wǎng)側(cè)電流諧波小，功率雙向流動(dòng)，且功率因數(shù)近似達(dá)到±1，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，控制方法簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)。