一種新型開關(guān)磁阻電機(jī)軟開關(guān)功率電路

楊晉嶺,張英俊，謝斌紅

(1.太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，山西 太原 030024；2.太原科技大學(xué) 計(jì)算機(jī)學(xué)院，山西 太原 030024)

一種新型開關(guān)磁阻電機(jī)軟開關(guān)功率電路

楊晉嶺1,張英俊2，謝斌紅2

(1.太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，山西 太原 030024；2.太原科技大學(xué) 計(jì)算機(jī)學(xué)院，山西 太原 030024)

針對(duì)開關(guān)磁阻電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的開關(guān)器件在工作過程中，會(huì)產(chǎn)生大的電磁干擾和大的功率損耗問題，提出了一種基于新型電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)的功率變換電路拓?fù)?。該電路是在傳統(tǒng)的硬開關(guān)不對(duì)稱逆變橋的各開關(guān)器件上并聯(lián)緩沖電容，實(shí)現(xiàn)對(duì)相開關(guān)的零電壓關(guān)斷；同時(shí)，在直流母線上加入一個(gè)由二個(gè)電感與一個(gè)電容為主要組成元件的諧振環(huán)，通過對(duì)此諧振環(huán)中諧振開關(guān)的合理控制，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)相開關(guān)的零電壓開通及對(duì)諧振開關(guān)的零電流或零電壓軟通斷。通過對(duì)功率電路工作原理和動(dòng)作模式過程的分析，得出需滿足的軟開關(guān)條件。具有此諧振環(huán)的軟開關(guān)變換器，有效區(qū)間大、功率損耗小，因而提高了開關(guān)磁阻電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的效率和性能。用Matlab仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了此電路的正確性與有效性。

開關(guān)磁阻電機(jī)；軟開關(guān)；并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)；功率變換電路

開關(guān)磁阻電機(jī)(Switched Reluctance Motor,SRM)采用雙凸極結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)子無(wú)線圈，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、工作可靠、容錯(cuò)能力強(qiáng)的特點(diǎn)[1-3]。由其構(gòu)成的開關(guān)磁阻電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)(SRD)，已被越來越多地應(yīng)用于環(huán)境惡劣而要求安全性能高的煤礦領(lǐng)域。如應(yīng)用于采煤機(jī)、局部通風(fēng)機(jī)和帶式輸送機(jī)等[4-7]。但是，作為組成SRD的重要部件—功率器件，在開關(guān)過程中，會(huì)產(chǎn)生電磁干擾(du/dt,di/dt)和開關(guān)損耗(p=ui)問題。這些問題不僅會(huì)降低逆變器效率，還會(huì)增加功率器件熱量，降低系統(tǒng)的可靠性。尤其在頻率較高、功率較大時(shí)，此問題更為突出。對(duì)此，一種有效地解決手段是采用軟開關(guān)技術(shù)。

近些年，研究人員提出了許多軟開關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但能應(yīng)用于SRD，或有關(guān)SRD方面軟開關(guān)技術(shù)的文獻(xiàn)報(bào)道較少[8-14]，因此還需在這方面，進(jìn)一步豐富和完善。如文獻(xiàn)[8]提出的電路拓?fù)洌谝欢ǔ潭壬细纳屏讼到y(tǒng)的性能，但其相開關(guān)沒能完全實(shí)現(xiàn)軟通斷。文獻(xiàn)[9-10]提出的電路拓?fù)鋬H適用于單開關(guān)SR電機(jī)變換器。文獻(xiàn)[11]采用諧振電感與逆變橋串聯(lián)方式，電機(jī)繞組及諧振回路所需電流均須經(jīng)過諧振電感,使電感本身的容量、體積和損耗都較大，效率較低。文獻(xiàn)[12-13]提出了并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)變換器，在直流母線上并聯(lián)諧振環(huán)，提高了通用性及母線的利用率，但跨接在母線上的開關(guān)影響系統(tǒng)的可靠性。

鑒于以上問題，筆者提出了一種新型基于電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)的SRD軟開關(guān)變換器電路。該電路具有以下特點(diǎn)：① 直流母線電壓充放電的過渡期短，有效保持區(qū)間大；② 諧振電感和諧振電容的容量較小，功率損耗小；③ 所有開關(guān)均實(shí)現(xiàn)了軟通斷，且其承受的電壓不超過直流電源電壓；④ 直流母線零電壓槽的持續(xù)時(shí)間可根據(jù)實(shí)際情況自由選擇，具有良好的可控性能；⑤ 輔助開關(guān)器件沒有直接跨接在直流母線上，從而克服了母線電壓不為零時(shí)，因其誤導(dǎo)通而發(fā)生短路的可能；⑥ 諧振元件的參數(shù)不隨負(fù)載參數(shù)的變化而變化，有良好的通用性。

1 軟開關(guān)變換器電路拓?fù)浞治?/h2>

1.1 電路拓?fù)?/p>

新型的電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)(Capacitor Divider Parallel Resonant DC Link,CDPRDCL)SRD軟開關(guān)變換器如圖1所示，電路由新型電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)①和改進(jìn)的不對(duì)稱逆變橋②組成。其中，電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)包括：4個(gè)相同的電解電容CF1～CF4，4個(gè)相同的均壓電阻R1～R4，實(shí)現(xiàn)電源電壓均分平衡；1個(gè)諧振電容Cr，2個(gè)相同的諧振電感Lr和Lr1，2個(gè)輔助二極管VDr2和VDr3，3個(gè)輔助開關(guān)器件Va1～Va3及其反并聯(lián)二極管VDa1～VDa3，組成諧振回路，為其后的逆變橋提供零電壓開通條件。改進(jìn)的不對(duì)稱逆變電橋，是在硬開關(guān)不對(duì)稱電橋的基礎(chǔ)上[14-15]，給每個(gè)相開關(guān)并聯(lián)了一個(gè)緩沖電容，分別為C1～C6，實(shí)現(xiàn)對(duì)各相開關(guān)的零電壓軟關(guān)斷。直流電源Ud經(jīng)此變換器給6/4極SRM相繞組驅(qū)動(dòng)電路供電。為了簡(jiǎn)化分析，本電路做了以下假設(shè)：電路中所有開關(guān)元件及二極管均作為理想器件。由于負(fù)載電感值遠(yuǎn)大于諧振電感值，且PWM頻率較高，因此在一個(gè)開關(guān)周期中，可近似認(rèn)為負(fù)載電流為恒流I0，其數(shù)值取決于各相電流及PWM的占空比。

圖1 電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)SRD功率變換電路Fig.1 The circuit structure of CDPRDCL SRD converter

1.2 諧振工作模式分析

此諧振電路工作過程可分為兩大階段：PWM工作模式階段和換相階段。

1.2.1PWM工作模式階段

以圖1的A相為例說明其PWM軟開關(guān)控制過程。電路采用單管斬波方式，即在V2保持開通條件下，V1采用PWM斬波方式。圖2為一個(gè)PWM斬波周期，7種模式階段的控制時(shí)序及諧振波形。其中,SV1為開關(guān)V1的觸發(fā)信號(hào)；SVa1，SVa2，SVa3分別為開關(guān)Va1，Va2，Va3的觸發(fā)信號(hào)；iLr，iLr1為諧振電感Lr及Lr1電流；uCr為諧振電容Cr電壓。

圖2 時(shí)序及諧振波形Fig.2 The time sequence and resonant waveforms of CDPRDCL converter

(1)模式a(～t0)，初始階段。開關(guān)Va2，Va3保持?jǐn)鄳B(tài)，開關(guān)Va1，V1保持通態(tài)，uCr為Ud，電源給A相供電。

(2)模式b(t0～t1)，延遲階段。在t0時(shí)刻，關(guān)斷開關(guān)V1。由于電容C1與開關(guān)V1并聯(lián)，所以此關(guān)斷為ZVS關(guān)斷。此時(shí)，負(fù)載電流經(jīng)開關(guān)V2→VD2續(xù)流,母線回路電流為零。t1時(shí)刻，關(guān)斷輔助開關(guān)Va1。因電容電壓uCr初始為Ud，不能突變，所以開關(guān)Va1關(guān)斷為ZVZCS關(guān)斷。設(shè)延遲時(shí)間為T0=t1-t0。

(3)模式c(t1～t2)，放電階段。在關(guān)斷開關(guān)Va1的同時(shí)，開通輔助開關(guān)Va2。uCr由Ud通過Va2→VDr2→Lr→CF4回路放電。因iLr不能突變，所以輔助開關(guān)Va2為ZCS開通。iLr由0逐漸增大，同時(shí)uCr由Ud逐漸減小。當(dāng)uCr降為Ud/4時(shí)，iLr達(dá)負(fù)的最大值。之后，uCr，iLr都衰減。t2時(shí)刻，uCr，iLr分別減小至0。由于二極管VDr2的反向截止作用，使Cr與Lr諧振結(jié)束。此時(shí)，關(guān)斷Va2，此關(guān)斷屬ZVZCS關(guān)斷。模式表達(dá)式為

(1)

(2)

(3)

諧振為半個(gè)諧振周期，所以，持續(xù)時(shí)間為

(4)

(4)模式d(t2～t3)，零電壓階段。在此階段，直流母線電壓已為零。閉合開關(guān)V1，屬ZVS閉合。此段時(shí)長(zhǎng)可通過觸發(fā)Va3的時(shí)刻自由調(diào)節(jié)。設(shè)該時(shí)段時(shí)長(zhǎng)T2=t3-t2。

(5)模式e(t3～t4)，諧振電感電流與負(fù)載電流平衡階段。t3時(shí)刻，開通開關(guān)Va3，此為ZCS開通。此時(shí)電感電流流經(jīng)的路徑為：Lr1→Va3→VDr3→V1→A相→V2。在隨iLr1線性增加的同時(shí)，續(xù)流二極管VD1的電流iVD1線性減小。t4時(shí)刻，iLr1與A相負(fù)載電流I0相等，VD1被反向截止。此模式表達(dá)式為

(5)

此時(shí)段時(shí)長(zhǎng)，

(6)

(6)模式f(t4～t5)，諧振電容充電階段。t4之后，電感電流iLr1開始大于負(fù)載電流I0且繼續(xù)增加。其中，iLr1一部分電流與負(fù)載電流I0相平衡；另一部分電流流經(jīng)電容Cr，并產(chǎn)生諧振。此時(shí)，電容電壓uCr由零開始上升。此模式表達(dá)式為

(7)

當(dāng)uCr上升至3Ud/4時(shí)，Lr1兩端電壓為零，iLr1達(dá)到最大值。之后，iLr1開始減小，Lr1開始釋放能量，使uCr繼續(xù)上升。t5時(shí)刻，即uCr升至Ud時(shí)，反并聯(lián)二極管VDa1被正向?qū)ǎ襲Cr保持為Ud不變。此狀態(tài)持續(xù)至iLr1降至負(fù)載電流I0結(jié)束。此過程用時(shí)半個(gè)諧振周期，時(shí)長(zhǎng)表達(dá)式為

(8)

(7)模式g(t5～t6)，電源供電階段。t5時(shí)刻，因uCr已升為Ud，所以開通Va1屬ZVZCS開通。此時(shí)，負(fù)載電流I0由直流電源和電感電流iLr1共同提供。由于諧振電感Lr1兩端反向施加Ud/4，所以其電流iLr1衰減速度較快。t6時(shí)刻，電感電流iLr1降為零，負(fù)載電流I0開始全由電源提供。此時(shí)，在反向電壓作用下，二極管VDr3被反向截止。關(guān)斷開關(guān)Va3，屬ZVZCS關(guān)斷。表達(dá)式為

(9)

該段時(shí)長(zhǎng)，

(10)

之后，電路狀態(tài)又回到初始模式a，準(zhǔn)備開始下一周期的工作。

1.2.2換相模式階段

當(dāng)需換相，如需A相切換到B相時(shí)，存在兩種可能的工作模式：① 單管模式，即V1為斷態(tài)，開關(guān)V2需關(guān)斷。此時(shí)，由于C2與V2并聯(lián)，故此關(guān)斷為ZVS關(guān)斷。② 雙管模式，即開關(guān)V1，V2同時(shí)由通態(tài)需關(guān)斷。由于V1，V2分別并聯(lián)電容C1，C2，故此關(guān)斷為ZVS關(guān)斷。無(wú)論哪一種工作模式，關(guān)斷后，A相繞組續(xù)流的路徑均為：A相→VD1→VDa1→電源Ud→VD2。對(duì)于B相V3，V4的開通時(shí)刻，應(yīng)該在開關(guān)V4已由位置傳感器觸發(fā)，且母線電壓諧振為零期間開通，屬ZVS開通。依此方式，可分別對(duì)A→B→C→A換相。

2 實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的條件

根據(jù)以上各工作模式過程分析，在元件參數(shù)確定的情況下，除了T0，T2可調(diào)整外，其它模式時(shí)間都是確定的。設(shè)，

(11)

相開關(guān)最高頻率應(yīng)滿足：fmax≤1/T。

(12)

式中，Imax為充電諧振支路對(duì)應(yīng)的最大電流值；Tx為電容電壓由3Ud/4升至Ud時(shí)所用的時(shí)間；Za為負(fù)載阻抗。

否則，諧振開關(guān)Va1不能滿足零電壓軟開通，Va3不能零電流關(guān)斷。

當(dāng)然，Lr與Cr的比值也不宜過大，否則會(huì)影響系統(tǒng)性能，甚至?xí)筕a1，Va2不能實(shí)現(xiàn)軟通斷。

綜上所述，Lr與Cr的參數(shù)選擇，應(yīng)綜合考慮PWM周期、式(12)及iVa2應(yīng)在關(guān)斷Va2之前已衰減為零等條件。

3 仿真及結(jié)果分析

為了驗(yàn)證電路拓?fù)涞目尚行耘c理論分析，本文采用Matlab軟件對(duì)SRM功率電路進(jìn)行了數(shù)字仿真。諧振元件參數(shù)和電機(jī)一組參數(shù)值見表1。

設(shè)T0=3 μs，T2=15μs，并根據(jù)各模式的結(jié)果和元件參數(shù)，得其時(shí)間參數(shù)，見表2。

由式(11)得，最小周期不能低于29.81μs。選PWM開關(guān)周期T為100μs，即頻率為10kHz。

表1實(shí)驗(yàn)電路元件參數(shù)
Table1AsetofcircuitparameterofCDPRDCLcircuit

Ri/WLi/mHUd/VLr，Lr1/μHCr/nFCi/pF21528010250 1

表2各模式時(shí)間值
Table2Thecalculatingvaluesofintervalsineverymode

μs

3.1 開關(guān)元件仿真結(jié)果分析

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，各開關(guān)元件的控制信號(hào)、uCr，iLr及iLr1的仿真波形如圖3所示。可以看出，當(dāng)輔助開關(guān)Va1關(guān)斷，Va2閉合時(shí)，電容電壓uCr由Ud開始放電至零；諧振電感Lr電流迅速增至最大值約10.45A，而后衰減至零。在母線電壓為零期間，相開關(guān)V1開通。當(dāng)輔助開關(guān)Va3閉合后，電源開始經(jīng)Lr1給相繞組供電，iLr1由零直線上升至相繞組電流I0。隨著iLr1的進(jìn)一步增加，uCr開始由零迅速上升至Ud。之后，輔助開關(guān)Va1閉合，iLr1經(jīng)過峰值電流約為112.9A后開始減小。當(dāng)諧振電感電流iLr1衰減至零后，Va3關(guān)斷。可見，此仿真結(jié)果與理論分析一致。

圖3 SRD變換器的控制時(shí)序及諧振波形Fig.3 The resonant simulation waveforms of SRD converter

圖4(a)為相開關(guān)V1通斷時(shí)的控制信號(hào)、電流和電壓波形。在SV1變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，uV1已為零；iV1突變?yōu)樨?fù)載電流的一半(這是因?yàn)樵赩1開通時(shí)，一半負(fù)載續(xù)電流經(jīng)VD1→V1支路；另一半負(fù)載續(xù)電流經(jīng)V2→VD2支路)，故V1在ZVS條件下開通。V1關(guān)斷時(shí)的時(shí)間軸局部放大如圖4(b)所示。可以看出，當(dāng)iV1降為零后，uV1由零開始上升，所以V1在ZVS條件下關(guān)斷。

諧振電路3個(gè)開關(guān)Va1，Va2，Va3的觸發(fā)信號(hào)、電流和電壓波形如圖5所示?？梢钥闯觯琕a1為ZVZCS關(guān)斷，ZVZCS開通；Va2為ZCS開通，ZVZCS關(guān)斷；Va3為ZCS開通，ZVZCS關(guān)斷。

以上結(jié)果得知，此變換器的所有開關(guān)器件都實(shí)現(xiàn)了軟通斷。

3.2 諧振元件功率損耗及過渡速度分析

電路功率損耗一般由兩部分組成：開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。由以上分析得知，電路中所有開關(guān)元件的開關(guān)損耗為零。因此，在負(fù)載參數(shù)相同，且忽略諧振電感及諧振電容損耗的條件下，電路的功率損耗大小，是由諧振開關(guān)及二極管的導(dǎo)通損耗來確定。諧振電路總功pr耗表達(dá)式為

圖4 相V1開關(guān)軟開關(guān)波形Fig.4 The soft-switching simulation waveforms of V1

圖5 輔助開關(guān)Va1，Va2及Va3波形Fig.5 Auxiliary-switch waveforms of Va1,Va2 and Va3

(13)

式中，fc為開關(guān)頻率；uCE為開關(guān)或二極管的通態(tài)壓降；iLr(t)為隨時(shí)間變化的諧振電流。

針對(duì)功率損耗，在頻率、負(fù)載、諧振開關(guān)及二極管參數(shù)相同的條件下，本電路與文獻(xiàn)[14]提出的軟開關(guān)功率電路進(jìn)行了比較。圖6(a)為文獻(xiàn)[14]的諧振電壓和電流波形，圖6(b)為本設(shè)計(jì)的諧振電壓和電流波形。由兩圖的仿真結(jié)果，可以看出：圖6(a)的諧振元件在直流母線零電壓階段和母線電壓過渡階段(即母線電壓由Ud過渡到0及由0過渡到Ud)有功耗，而在高電平保持階段無(wú)功耗；本電路的諧振元件僅在母線電壓過渡階段有功耗，而在零電壓凹槽階段和高電平保持階段無(wú)功耗。并在此基礎(chǔ)上，得出了二諧振電路不同負(fù)載條件下的功率損耗，如圖7所示?？梢钥闯?，文獻(xiàn)[14]的諧振功耗隨負(fù)載的變化不明顯，其值約為51.1W。本設(shè)計(jì)電路，滿負(fù)載時(shí)，諧振損耗約為42.79W，小于文獻(xiàn)[14]的功耗。并且隨著負(fù)載的減小，諧振功耗進(jìn)一步減小。這是由于諧振電感Lr1的導(dǎo)通時(shí)長(zhǎng)及最大電流值與負(fù)載電流I0有關(guān)。因此，與文獻(xiàn)[14]的軟開關(guān)變換器相比，本電路的功率損耗較小。

圖6 諧振電容電壓及電感電流波形Fig.6 The waveforms of uCr and iLr

圖7 諧振環(huán)功耗曲線Fig.7 Power loss curves of resonant link

在一個(gè)PWM斬波周期內(nèi)，母線電壓的高、低電平所占區(qū)間的大小與PWM的占空比有關(guān)。減小母線電壓的過渡時(shí)間，有利于擴(kuò)大PWM的有效區(qū)間，改善系統(tǒng)的工作性能。由圖6可知，母線電壓的過渡時(shí)間分別為：1.05×2=2.1μs和0.85×2=1.7 μs。可見，圖6(b)中的電壓過渡時(shí)間較短，即在相同周期內(nèi)，本設(shè)計(jì)電路的母線電壓有效區(qū)間大，系統(tǒng)性能佳。

4 結(jié) 論

提出的新型分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)軟開關(guān)逆變電路，與相關(guān)文獻(xiàn)提出的逆變電路相比，其諧振電感在充、放電回路中接于不同母線分壓處，可有效地縮短直流母線充、放電的過渡時(shí)間，擴(kuò)大其有效區(qū)間，從而提高了系統(tǒng)工作的性能。此輔助諧振電路與逆變橋并聯(lián)，且僅在母線充、放電的過渡期被導(dǎo)通，使諧振元件在減小容量的同時(shí)，也減小了導(dǎo)通時(shí)間，降低了變換電路的功率損耗，提高了效率。

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《煤炭學(xué)報(bào)》綜合排名挺進(jìn)前十名

2013年9月27日，中國(guó)科技期刊論文統(tǒng)計(jì)結(jié)果發(fā)布，《中國(guó)科技期刊引證報(bào)告(核心版)》統(tǒng)計(jì)指標(biāo)顯示：《煤炭學(xué)報(bào)》總被引頻次達(dá)到了3 812，影響因子達(dá)到了1.238，綜合評(píng)價(jià)總分為93.8分，綜合評(píng)價(jià)總分在統(tǒng)計(jì)的1994種科技核心期刊中名列第9位。相比2012年的各項(xiàng)指標(biāo)(總被引頻次3 191次、影響因子1.119、綜合評(píng)價(jià)總分82分、綜合排名第34位等)，2013年又上了一個(gè)新臺(tái)階。

AnewSRMsoftswitchingpowercircuit

YANG Jin-ling1,ZHANG Ying-jun2,XIE Bin-hong2

(1.SchoolofElectronicInformationEngineering,TaiyuanUniversityofScienceandTechnology,Taiyuan030024,China;2.SchoolofComputerScienceandTechnology,TaiyuanUniversityofScienceandTechnology,Taiyuan030024,China)

With regard to the electromagnetic interference and power loss generated in the operation of the switches in switched reluctance motor drive(SRD)system,the paper proposed a converter with a new kind of capacitor divider parallel resonant DC link(CDPRDCL).The converter was to realize the zero-voltage-turn-off of the phase switches by connecting one buffer capacitor to each switch in conventional asymmetric inverters;and to realize the zero-voltage-turn-on of the phase switches,and the soft operation of the resonant switches,by adding a resonant link containing,as the main components,two inductors and one capacitor and through reasonably controlling the resonant switches in this link.The required condition for soft-switching was obtained by analyzing the working principle and operation process of the circuit.The soft-switching converter with such a resonant link has a larger effective interval and a lower power loss,thereby enhancing the efficiency and performances of SRD.Finally,the validity and efficiency of the converter are verified by MATLAB simulation.

switched reluctance motor;soft-switching;parallel resonant DC link；converter circuit

10.13225/j.cnki.jccs.2013.0215

山西省科技重大專項(xiàng)計(jì)劃基金資助項(xiàng)目(20121101001);山西省科技攻關(guān)基金資助項(xiàng)目(20100322004);山西省國(guó)際合作計(jì)劃基金資助項(xiàng)目(20110081033)

楊晉嶺(1971—)，男，山西河津人，講師。Tel:0351-2354881，E-mail:yjlyjl98@sina.com

TM352

A

0253-9993(2014)01-0179-07

楊晉嶺,張英俊，謝斌紅.一種新型開關(guān)磁阻電機(jī)軟開關(guān)功率電路[J].煤炭學(xué)報(bào),2014,39(1):179-185.

Yang Jinling,Zhang Yingjun,Xie Binhong.A new SRM soft switching power circuit[J].Journal of China Coal Society,2014,39(1):179-185.doi:10.13225/j.cnki.jccs.2013.0215