磁集成正激變換器輸出電流紋波減小的分析和設計

盧增藝，陳 為，陳志宇

(1.臺達電子企業(yè)管理(上海)有限公司，上海201209;2.福州大學電氣工程與自動化學院，福建福州350108)

1 引言

在現(xiàn)有正激變換器中，將功率變壓器和輸出濾波電感集成于一個磁性元件，構成了兩種不同磁集成正激變換器［1-6］，分別記為磁集成正激變換器一和磁集成正激變換器二。文獻［1］研究了磁集成正激變換器一的磁件設計，提出變壓器繞組和電感繞組交變磁通正向耦合來減小電感電流脈動，可獲得輸出電流的零紋波，實現(xiàn)寬范圍輸入電壓下輸出紋波的最小化。為了更直觀地理解集成磁件的電流紋波減小機理，本文基于磁路-電路對偶變換法獲得集成磁件等效電路模型，從電路角度對磁集成正激變換器一進行討論。

對于磁集成正激變換器二，集成磁件的三個繞組分別繞在三個不同的磁柱上，繞組間的耦合關系較為復雜。由于磁路構造以及電路連接方式的不同，該變換器的輸出電流由副邊兩繞組組合而成，該變換器獲得的輸入輸出電壓轉換比與占空比、繞組匝比等有關。本文也采用等效電路模型對磁集成正激變換器二展開分析，發(fā)現(xiàn)當副邊兩繞組匝數(shù)相等時，該集成方案也有機會獲得輸出電流零紋波性能，最后通過實驗對零紋波設計加以驗證。

2 輸出電流紋波減小機理分析

磁集成有源箝位正激變換器一如圖1(a)所示，采用磁路-電路對偶變換法來求解得等效電路如圖1(b)所示。圖1中標示出實際繞組電流 ip、is、iL和等效電感電流iLm、iLx、iLo。根據(jù)有源箝位正激變換器的工作原理，電路的工作模式分為兩個階段，電路工作特點進一步描述如下:

圖1 磁集成正激變換器一Fig.1 Magnetic integrated forward converter 1

階段1［0～DTs］:主開關管 S1導通，副邊整流管SR1導通，繞組Np流過電流ip，副邊繞組Ns流過電流is，能量從原邊繞組Np(節(jié)點①②)傳遞到繞組Ns(節(jié)點③④)，副邊繞組電流is等于電感電流 iL。電流 ip和 is為

當 Ns=NL時，從式(1)可得:ip=iLm+iLoNs/Np，ip可視為常數(shù)，iLx在運算中消除，說明主開關管電流峰值與iLx無關。當Ns≠NL時，主開關管的電流峰值將受電流iLx影響。

階段2［DTs～Ts］:主開關管 S1截止，箝位管 S2導通，副邊續(xù)流管SR2導通，繞組Np流過磁芯復位所需去磁電流，包括電流iLm和iLx。副邊繞組電流為零，輸出電感Lo處于續(xù)流階段。電流ip和iL為

綜上兩個階段的電流關系，相比于分立磁件，集成磁件原邊繞組除了包含等效激磁電流iLm、副邊電流is的折算外，還增加了自由磁柱等效電感電流iLx。而電感繞組電流除了等效電感Lo的電流iLo外，還減少了電流iLx的折算值。電路中各等效電感兩端電壓保持不變，等效電感Lm和Lo的電流紋波iLm、iLo也就保持不變，調整等效電感Lx的大小來改變電流iLx，實現(xiàn)電流紋波轉移，從而影響和改變了表現(xiàn)在繞組上的電流紋波。這說明電流iLx在變壓器原邊繞組和電感繞組之間起到電流紋波轉移的橋梁作用，而且紋波轉移的比重與匝比有關，表現(xiàn)為NL:Np。

3 磁集成正激變換器二輸出電流零紋波設計

與磁集成正激變換器一的耦合集成方案相比，由于磁路構造以及電路連接方式的不同，該變換器獲得的輸入輸出電壓轉換比與占空比的關系并不像方案一那樣隨占空比呈線性變化。輸出電流io由分時工作的變壓器副邊繞組Ns和電感繞組NL共同組成。繞組Ns和NL在不同階段獲得電流包含等效電感Lo的電流imL折算值。當繞組Ns≠NL時，電流imL直流分量折算到Ns或NL的大小也不會相同，這意味著輸出電流io將呈現(xiàn)脈動臺階波形，無法實現(xiàn)輸出電流零紋波。但當繞組NL=Ns時，輸出電流能夠呈連續(xù)線性變化，這就有機會實現(xiàn)輸出電流零紋波。因此，后續(xù)均以副邊兩繞組匝數(shù)相等作為分析基礎。

為了直觀地從電路特征上闡述該變換器的工作原理，圖2(b)給出了采用等效電路模型表示的磁集成正激變換器二，圖中包含三組變壓器T1、T2、T3和三個等效激磁電感 Lp、Ls、Lo，電感 Lp=/Rp，Ls=/Rs，Lo=/RL，其中 Rp、Rs、RL分別為圖 2(a)三磁柱磁芯左、右、中磁柱的等效磁阻。

以階段1(S1、SR1導通)作分析，得到電流紋波間的關系為

因為ΔimL=Uo(1－D)Ts/Lo為常數(shù)，為實現(xiàn)輸出電流零紋波，即 Δis=0，必須設計 Δims=ΔimL，將繞組電流is的交流紋波轉移到等效電感Ls上。

圖2 磁集成正激變換器二Fig.2 Magnetic integrated forward converter 2

同樣地，以階段2(S2、SR2導通)作分析，得到電流紋波間的關系:

為實現(xiàn)輸出電流零紋波，即ΔiL=0，也必須設計Δims=ΔimL，將輸出電流紋波從繞組電流iL轉移到等效電感Ls上，這個階段需要原邊繞組提供更多的磁芯復位電流。

根據(jù)式(3)或式(4)，可推導輸出電流紋波為

當輸出電流零紋波時，即Δio=0時，相應電路占空比為Dz，可以推導得副邊繞組和電感繞組所在磁柱的等效電感或磁阻與Dz的關系為

4 零紋波設計的磁件損耗分析

4.1 磁芯損耗

通過調整等效電感Ls，即改變磁阻Rs來實現(xiàn)電流紋波的轉移，帶來直流磁通的分布不同。而各磁柱內部的交流磁通由繞組兩端的電壓伏秒積決定，和磁阻大小無關。如果不考慮直流偏磁對磁芯損耗的影響，可認為磁芯損耗與紋波轉移設計基本無關。

4.2 繞組損耗

為了實現(xiàn)輸出電流的零紋波，增加磁阻Rs，減小等效電感Ls，滿足零紋波關系式(6)，將引入一個新氣隙，此時Rs對應的氣隙兩端的交流磁壓Ums=RsΔΦs=RLΔΦL，即增加的磁阻磁壓大小與儲能氣隙磁壓相等。引入的氣隙構成的磁通示意圖如圖3(b)所示，將相應地增加繞組的氣隙擴散磁通損耗。

圖3 氣隙擴散磁通示意圖Fig.3 Air-gap fringing flux distribution

5 實驗驗證

設計一有源箝位磁集成正激變換器二對上述的理論分析進行實驗驗證。輸入電壓Uin=48V，輸出電壓Uo=3.3V，輸出電流Io=10A，工作頻率 fs=100kHz。副邊同步整流管采用自驅動設計，即直接取繞組端部電壓作為同步整流管的驅動信號，如節(jié)點④電位驅動同步整流管SR1，節(jié)點⑥電位驅動同步整流管SR2。變壓器磁芯為TDG公司的ER42A，材料為 TP4。繞組 Np=18，Ns=3，NL=3。原邊繞組線徑0.6mm，單股;副邊繞組的線徑為0.6mm，5股并繞;電感繞組線徑為0.6mm，5股并繞。為了減小原、副邊繞組間的漏感，對圖2(a)的磁件進行源轉移變換得到圖4(a)磁件設計1，原邊繞組由繞組Np1和Np2串聯(lián)組成，匝數(shù)均為18匝，繞組連接編號和圖2相一致，僅有電感繞組NL所在磁柱存在氣隙，其余磁柱沒有氣隙。實測設計1電感量L34=2.95μH，L56=17.8μH。設計 2如圖 4(b)所示，電感繞組NL和副邊繞組Ns所在磁柱均設置有氣隙，并且磁阻滿足零紋波設計條件式(6)。實測設計2電感量L34=2.95μH，L56=2.08μH，此設計的L56與L34的比值為0.7。

圖4 改進的磁集成方案Fig.4 Improved integrated magnetic schemes

圖5為輕載輸出電流0.5A的實驗波形，自上而下分別為原邊主開關管的門極驅動電壓ugs、原邊主開關管的漏源極電壓uds、電感NL電流波形iL、輸出電流的紋波io(為繞組NL和Ns組成的電流紋波)。對比圖5(a)和圖5(b)的電流波形，可以明顯看到設計2可以得到輸出電流io的零紋波，這將最大程度地減小副邊同步整流管的輕載通態(tài)損耗。另一方面，從S1的漏源極電壓uds看，設計2的主開關管為零電壓開通，因此其主開關的開關損耗近似為零。

圖5 輸出電流0.5A的實驗波形Fig.5 Experimental waveforms as output current being 0.5A

為了說明4.2節(jié)氣隙擴散磁通對損耗的影響，可分析空載下變換器的損耗?？蛰d下變換器的開關管容易獲得零電壓的開關條件，因此變換器空載損耗主要包含一些和負載電流關聯(lián)較小的損耗成分，如集成磁件的鐵芯損耗、繞組擴散磁通損耗、副邊同步整流導通損耗等。在空載下測得設計1的損耗為1.3W，設計2的損耗為1.06W，表明設計2雖然增加了一部分氣隙擴散磁通損耗，但由于電流零紋波減小了副邊同步整流管的損耗，則整體的輕載電路損耗仍然較小。

圖6為滿載輸出電流10A的實驗波形，測量的波形自上而下和圖5所示相同。由于在重載下，線路的阻抗壓降增加，使得驅動電壓的占空比增加。原設計2在輕載下可以獲得零紋波，而由于負載引起占空比的增加而使得式(6)關系無法滿足，輸出電流io存在一定的紋波，并且紋波的特征發(fā)生明顯變化，即電流在原來的驅動電壓下出現(xiàn)反方向變化。

圖6 輸出電流10A的實驗波形Fig.6 Experimental waveforms as output current being 10A

設計1和設計2的實測效率分別對應圖7的曲線①和曲線②。由于主開關管和箝位開關管采用互補驅動芯片的驅動死區(qū)為500ns，使得副邊同步整流管的體二極管續(xù)流時間較長。因此，設計2在輕載下可以獲得較高的效率，但是重載效率略有降低。

圖7 效率曲線Fig.7 Efficiency curve

6 結論

采用集成磁件等效電路模型對兩種磁集成有源箝位正激變換器的工作原理進行研究，能夠更加直接地觀察出輸出電流紋波減小及零紋波的內在特征，獲得如下結論:

(1)揭示了輸出電感電流紋波減小的內在機理可以用紋波轉移概念來理解，將表現(xiàn)在原來輸出電感繞組上的電流紋波通過耦合轉移到集成磁件的等效電感上。

(2)提出在副邊繞組匝數(shù)等于電感繞組匝數(shù)，即Ns=NL，磁集成正激變換器二可以通過改變副邊繞組Ns所在磁柱的磁阻Rs，實現(xiàn)電流紋波轉移，減小輸出電流紋波，并獲得實驗驗證。

(3)零紋波設計會使得集成磁件的磁芯復位電流增加，原邊主開關容易實現(xiàn)零電壓開通;當副邊同步整流管采用自驅動方式，零紋波設計將影響功率變換器的驅動死區(qū)時間。

(4)由于零紋波的實現(xiàn)條件和工作占空比緊密相關，線路存在阻抗，當輸出負載電流變化，會改變占空比，進而影響輸出電流紋波。

［1］陳乾宏，馮陽，周林泉，等 (Chen Qianhong，F(xiàn)eng Yang，Zhou Linquan，et al.).輸出紋波最小化有源箝位正激磁集成變換器 (Active forward converter with integrated-magnetics and the minimum output ripple current)［J］.中國電機工程學報 (Proceedings of the CSEE)，2009，29(3):7-13.

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