LINK11_SLEW 信號(hào)的非協(xié)同解調(diào)*

陳 鑄

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都610036)

1 引 言

美國現(xiàn)役的數(shù)據(jù)鏈主要有LINK4A、LINK11、LINK16 以及正在研發(fā)測試的LINK22 等，其中LINK11 有兩種波形協(xié)議，一種為常規(guī)LINK11 波形(CLEW)，另一種為單音LINK11 波形(SLEW)，即單音模式LINK11_SLEW。單音模式LINK11_SLEW 可改善傳播特性，提供更強(qiáng)的檢錯(cuò)和糾錯(cuò)能力，同時(shí)也是戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈LINK22 在HF 頻段所采用的工作模式。因此，研究LINK11_SLEW 無論是基于現(xiàn)在戰(zhàn)略考慮還是對(duì)LINK22 的研究都具有非常重要的意義。

現(xiàn)代的電磁環(huán)境越來越復(fù)雜，特別是短波(High－Frequency，HF)頻段，信道間的干擾非常嚴(yán)重，同時(shí)受多徑、多譜勒效應(yīng)和信道衰落的影響，整個(gè)短波信道幾乎都是一種時(shí)變多徑衰落信道［1］，非常不利于非協(xié)同情況下LINK11_SLEW 接收。在這種時(shí)變多徑衰落信道條件下，本文根據(jù)LINK11_ SLEW 的波形協(xié)議和幀結(jié)構(gòu)，對(duì)LINK11_SLEW 接收的同步、頻率估計(jì)、信道均衡和解擾等關(guān)鍵模塊進(jìn)行了詳細(xì)分析和設(shè)計(jì):

(1)采用前導(dǎo)序列相關(guān)算法進(jìn)行位同步和幀同步，論證影響相關(guān)同步的頻偏因素，為工程實(shí)現(xiàn)提供理論依據(jù);

(2)采用重構(gòu)前導(dǎo)測頻序列進(jìn)行頻率估計(jì)，解決復(fù)雜環(huán)境下常規(guī)測頻算法不能準(zhǔn)確測頻的弊端;

(3)利用平均自適應(yīng)濾波的信道均衡(Adaptive Filtering with Averaging，AFA)算法克服最小均方(Least mean square，LMS)算法跟蹤速度慢和最小遞歸二乘(Recursive Least Squares，RLS)算法不穩(wěn)定的弊端;

(4)采用最佳采樣點(diǎn)鑒相的方式進(jìn)行解擾，解決了常規(guī)解擾方式受信噪比影響大的缺點(diǎn)。

理論推導(dǎo)和仿真表明，這些設(shè)計(jì)的算法對(duì)復(fù)雜環(huán)境下LINK11_SLEW 的非協(xié)同解調(diào)是有效的。

2 LINK11_SLEW 波形協(xié)議與幀結(jié)構(gòu)

LINK11_SLEW 工作在HF 頻段(1.5～30 MHz)和超 短 波(Ultra High－ Frequency，UHF)頻 段(225～400 MHz)，采用二次調(diào)制方式進(jìn)行傳輸，信息首先采用8PSK 調(diào)制成中心頻率為1.8 kHz 的8PSK 話帶信號(hào)，再利用單邊帶(Single－ Sideband，SSB)調(diào)制(HF 頻段)或者調(diào)頻(Frequency Modulation，F(xiàn)M)調(diào)制(UHF 頻段)進(jìn)行調(diào)制。

LINK11_SLEW 波形傳輸格式由前導(dǎo)訓(xùn)練序列(Preamble)、頭字段(Header)、數(shù)據(jù)序列(Data)和結(jié)束字段(End－of－Message，EOM)構(gòu)成，連續(xù)的數(shù)據(jù)序列(Data)中間穿插著插入訓(xùn)練序列(Reinsertion Probe，RP)分成多個(gè)數(shù)據(jù)區(qū)間，其發(fā)送信號(hào)格式如圖1所示。

圖1 LINK11_SLEW 傳輸結(jié)構(gòu)Fig.1 Transmission structure of LINK11_SLEW

前導(dǎo)訓(xùn)練序列總共長80 ms，采用非加擾傳輸，前導(dǎo)碼序列為已知序列。

頭字段結(jié)構(gòu)如圖2所示，包含33 b數(shù)據(jù)和12 b的循環(huán)冗余校驗(yàn)編碼(Cyclical Redundancy Code，CRC)總共45 b，然后以1/2 碼率做糾錯(cuò)編碼(1/2 Convolution Encoder)，生成一個(gè)90 b的字段，頭字段包含以下信息:發(fā)送類型(Type，T)、參與地址(Address，ADDR)、KG－40 報(bào)文指示(Message Indicator，MI)、網(wǎng)控站(Net Control Station，NCS)/參與單元標(biāo)識(shí)(NCS/Picket Indictor，N)和一段預(yù)留標(biāo)識(shí)(Spare，SP)。

圖2 LINK11_SLEW 頭字段Fig.2 Header block of LINK11_SLEW

每一幀包含多個(gè)數(shù)據(jù)區(qū)，每個(gè)數(shù)據(jù)區(qū)域總長60 b包含48 b的數(shù)據(jù)(包含前后兩個(gè)24 b的數(shù)據(jù)幀)以及其后12 b的差錯(cuò)校驗(yàn)比特，然后以2/3 的碼率進(jìn)行糾錯(cuò)編碼(2/3 Convolution Encoder)生成90 b的字段，如圖3所示。

圖3 LINK11_SLEW 數(shù)據(jù)幀格式Fig.3 Data block of LINK11_SLEW

插入訓(xùn)練序列初始值為19 個(gè)3 b的全零序列，只做調(diào)制和加擾處理。

頭字段、數(shù)據(jù)區(qū)域、結(jié)束字段和插入訓(xùn)練序列經(jīng)過CRC 編碼(CRC Encoder)、糾錯(cuò)編碼、塊交織(Interleaver)、相位編碼(Phase Encoder)，LINK11 _SLEW 相位編碼采用格雷映射，格雷映射后進(jìn)行QPSK 基帶調(diào)制，調(diào)制信號(hào)加擾碼(Scramber)后變成8PSK 調(diào)制信號(hào)。

3 非協(xié)同情況下LINK11_SLEW 解調(diào)設(shè)計(jì)

根據(jù)LINK11_SLEW 的波形協(xié)議，信號(hào)解調(diào)劃分為一次模擬解調(diào)(FM 解調(diào)或SSB 解調(diào))和預(yù)處理模塊(數(shù)字下變頻)、同步模塊、頻率估計(jì)模塊、信道均衡模塊、解擾模塊、解交織模塊、Viterbi(VB)譯碼模塊和CRC 校驗(yàn)?zāi)K等功能模塊，非協(xié)同情況下LINK11_SLEW 解調(diào)框圖如圖4所示。

圖4 LINK11_SLEW 接收終端設(shè)計(jì)Fig.4 LINK11_SLEW terminal receiver design

下面主要對(duì)接收時(shí)的同步、頻率估計(jì)、信道均衡和解擾3 個(gè)關(guān)鍵功能模塊的設(shè)計(jì)進(jìn)行詳細(xì)論述。

3.1 同步設(shè)計(jì)

LINK11_SLEW 信號(hào)的同步包括符號(hào)同步和幀同步，LINK11_SLEW 信號(hào)是突發(fā)信號(hào)，快速而準(zhǔn)確的符號(hào)同步運(yùn)算是LINK11_SLEW 能否正確恢復(fù)信息的前提條件，在設(shè)計(jì)中，利用LINK11_SLEW 前導(dǎo)序列相關(guān)的方法同時(shí)進(jìn)行符號(hào)同步和幀同步估計(jì)。

LINK11_SLEW 前導(dǎo)序列為長度為80 ms 的已知序列，利用前導(dǎo)序列作為本地序列和接收信號(hào)相關(guān)進(jìn)行位同步，前導(dǎo)序列可以表示為X(τ)=aejφ(τ)，其中a 為信號(hào)的幅度，φ(τ)為信號(hào)的相位信息;假設(shè)輸入的基帶信號(hào)序列為x (τ)= a'ej(Δωτ+φ(τ))，a'為輸入基帶信號(hào)的幅度，Δω 為輸入信號(hào)的頻率偏差Δω=2πΔf，則相關(guān)峰可以表示為

其中，x'(τ)為輸入信號(hào)序列x(τ)的共軛，公式(1)可以改寫成

從式(2)中可以看出，相關(guān)峰y 值的大小不僅取決于信號(hào)的幅度，而且取決于輸入信號(hào)的頻偏%f和積分周期T［2］，當(dāng)%f 越大，相關(guān)峰y 值越小，在這里T=80 ms，當(dāng)%f =12.5 Hz時(shí)，相關(guān)峰y =0;一般取相關(guān)峰－6 dB 作為容忍值，則%f 一般取小于7.5 Hz;在實(shí)際的工程中，影響相關(guān)峰的頻偏主要是處理板的晶振引起的頻偏以及處理板和接收機(jī)之間的頻差引起的頻偏，這兩種頻偏在短時(shí)間內(nèi)可以認(rèn)為是固定頻偏，可以采用定標(biāo)的方式對(duì)這種固定頻偏進(jìn)行校正。

3.2 頻率估計(jì)和信道均衡

在HF 頻段，由于信道環(huán)境惡劣，在很多情況下，短波信道是時(shí)變多徑衰落信道，時(shí)變性體現(xiàn)在頻率和相位的抖動(dòng)上，多徑主要體現(xiàn)在頻率的選擇性衰落上，而衰落體現(xiàn)在信號(hào)的幅度抖動(dòng)上，采用常規(guī)的頻率跟蹤環(huán)路不能滿足解調(diào)的性能，采用信道均衡是目前比較有效的信道估計(jì)的方式。

在LINK11_SLEW 的定標(biāo)階段，只是校正了接收信道內(nèi)部引起的頻率偏差，而信道引起的頻率抖動(dòng)和頻率偏差也會(huì)影響均衡器的捕獲速度和跟蹤性能，為了盡量消除信號(hào)判決的累計(jì)誤差、減輕信道均衡的壓力，利用信號(hào)的前導(dǎo)訓(xùn)練序列對(duì)信號(hào)進(jìn)行信號(hào)的精確頻率測量。

對(duì)8PSK 信號(hào)的常規(guī)測頻一般采用高階譜［3］或環(huán)路跟蹤的方法，但是采用高階譜的方法對(duì)信號(hào)碼元數(shù)量有一定的要求，而且受多徑和幅度衰落影響也很大，很多實(shí)際的短波信道下LINK11_SLEW 信號(hào)高階譜甚至完全沒有頻率分量，而采用環(huán)路跟蹤時(shí)，環(huán)路跟蹤的頻率誤差實(shí)際上也是高階譜的頻率誤差，在高階譜完全沒有頻率分量的情況下，環(huán)路也無法進(jìn)行頻率跟蹤。

幸運(yùn)的是，我們可以利用前導(dǎo)序列進(jìn)行精確測頻;前導(dǎo)序列信號(hào)為X(τ)=aejφ(τ)，在已經(jīng)通過相關(guān)峰找出起始位置的前提下，輸入的基帶信號(hào)序列為x(τ)=a'ej(Δωτ+φ(τ))，將兩個(gè)序列差分構(gòu)建出新的信號(hào)序列S(τ):

從式(3)可以看出，重構(gòu)的S(τ)是一個(gè)以%f 為中心頻率的單音信號(hào)，對(duì)S(τ)進(jìn)行CZT［4］測頻或者抽取后進(jìn)行壓縮快速傅里葉變換(ZOOM－FFT)測頻，只需要很低階數(shù)的FFT 變換就可以得出很高的測頻率精度，假設(shè)抽取后信號(hào)的采樣率為300 Hz，則2 048點(diǎn)FFT 的測頻精度為0.146 Hz。

由于在短波信道下采用環(huán)路跟蹤不能滿足信號(hào)的解調(diào)性能要求，所以采用信道均衡技術(shù)對(duì)信道進(jìn)行信道估計(jì)和補(bǔ)償。

一般條件下，短波信道的頻率抖動(dòng)%f 每秒小于1 Hz/s，是一種緩慢變換的時(shí)變多徑衰落信道，在精確測頻的基礎(chǔ)上利用信道均衡可以有效減小信道對(duì)接收性能的影響。

常用的信道盲均衡算法主要有LMS 算法和RLS 算法，其中LMS 算法收斂速度慢，但是運(yùn)算簡單，收斂穩(wěn)定;RLS 收斂速度快，但是運(yùn)算量大，同時(shí)會(huì)有不穩(wěn)定的現(xiàn)象［5］，采用RLS 在復(fù)雜的短波信道常常有不可控的情況發(fā)生，因此在設(shè)計(jì)中采用LMS算法進(jìn)行信道均衡，并針對(duì)短波信道時(shí)變多徑衰落信道的特點(diǎn)對(duì)LMS 算法進(jìn)行改進(jìn)，期望在保證穩(wěn)定的前提下盡量提高收斂速度。

設(shè)輸入信號(hào)為S(n)，均衡濾波器的系數(shù)矢量為W(n)，濾波器的輸出期望信號(hào)為(n)，則

式中，* 表示卷積運(yùn)算。標(biāo)準(zhǔn)LMS 算法中W 的遞歸關(guān)系為

我們采用平均自適應(yīng)濾波(AFA)［6］的算法對(duì)傳統(tǒng)的LMS 算法進(jìn)行改進(jìn)，令ξ(n)=(n)e(n)，對(duì)W(n)和ξ(n)分別進(jìn)行統(tǒng)計(jì)平均，得到

其中0.5 ＜λ ＜1，式(4)變?yōu)?/p>

采用AFA 算法的均衡器收斂速度快，可與RLS算法的收斂速度媲美，同時(shí)從上面的分析可以看出，AFA 算法不需要協(xié)方差矩陣，不會(huì)出現(xiàn)RLS 算法的穩(wěn)定性問題。

在LINK11_SLEW 的解調(diào)器設(shè)計(jì)中，利用前導(dǎo)訓(xùn)練和插入倒頻作為盲均衡器的訓(xùn)練序列，其他序列作為盲均衡器的跟蹤序列，在訓(xùn)練序列階段(n)為已知的前導(dǎo)序列碼值，在跟蹤序列階段(n)為S(n)的判決輸出。

3.3 解擾設(shè)計(jì)

LINK11_SLEW 的8PSK 信號(hào)是由QPSK 信號(hào)加擾后形成的，擾碼為已知的周期為160 個(gè)3 b數(shù)據(jù)的擾碼符號(hào)序列，在這種情況下可以采用兩種方式對(duì)LINK11_SLEW 進(jìn)行解擾:一種是對(duì)均衡后的信號(hào)直接進(jìn)行8PSK 相位映射，生成比特流，每3 個(gè)比特合成一個(gè)符號(hào)，將該符號(hào)與對(duì)應(yīng)的本地?cái)_碼符號(hào)進(jìn)行模8 減，模8 減的結(jié)果就是解擾的結(jié)果;另外一種解擾的方式采用直接最佳采樣點(diǎn)鑒相的方式進(jìn)行解擾，是將均衡后的最佳采樣點(diǎn)直接作為解擾器的輸入，將本地的擾碼序列轉(zhuǎn)換成8PSK 的調(diào)制信息，將輸入信息與本地的擾碼調(diào)制信息進(jìn)行差分鑒相，再將鑒相結(jié)果進(jìn)行QPSK 相位映射得到解擾結(jié)果。

設(shè)輸入符號(hào)是x1，對(duì)應(yīng)的最佳采樣點(diǎn)為Aejθi(θi最佳采樣點(diǎn)的相位信息)，本地符號(hào)是x0，對(duì)應(yīng)的調(diào)制信息為Aejθ0(θ0為8PSK 標(biāo)準(zhǔn)相位映射θ0=0、π/4、π/2、3π/4、π、5π/4、3π/2、7π/4)，則(xi－x0)8與Aej(θi－θ0)2π是等價(jià)的，所以上面兩種方式是等價(jià)的，但是采用第一種解擾方式對(duì)信噪比要求比較高，在設(shè)計(jì)中我們采用第二種解擾方式。

4 仿真結(jié)果

LINK11_SLEW 信號(hào)經(jīng)過一次解調(diào)后為8PSK 調(diào)制的話帶信號(hào)，理論上8PSK 的高階譜會(huì)有特征譜線，這些特征譜線就是我們頻率測試、符號(hào)速率測試和環(huán)路跟蹤的依據(jù)，但是在實(shí)際的復(fù)雜短波信道下，信號(hào)受信道干擾比較嚴(yán)重。下面對(duì)理論信號(hào)和受信道干擾嚴(yán)重的信號(hào)進(jìn)行仿真，驗(yàn)證信道對(duì)信號(hào)解調(diào)的影響及算法的可行性。仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 LINK11_SLEW 話帶信號(hào)及其譜特征Fig.5 LINK11_SLEW voice－band signal and spectrum character

由圖5可以看出，經(jīng)過短波信道的信號(hào)頻譜已經(jīng)變形，高階譜的特征分量已經(jīng)不存在，已經(jīng)不可能采用傳統(tǒng)的環(huán)路跟蹤方式對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻率和相位校正。

利用前導(dǎo)訓(xùn)練序列對(duì)信號(hào)進(jìn)行位同步和幀同步，下面給出頻偏對(duì)前導(dǎo)序列相關(guān)峰的影響，如圖6所示。

圖6 頻偏對(duì)LINK11_SLEW 前導(dǎo)序列相關(guān)峰的影響Fig.6 Influence of frequency－offset on LINK11_SLEW preamble correlate characteristics

可以看出，當(dāng)頻率偏差大約為7 Hz時(shí)，相關(guān)峰峰值為頻偏小于1 Hz相關(guān)峰峰值的一半，當(dāng)頻偏約11 Hz時(shí)，相關(guān)峰幾乎淹沒在噪聲之中，跟上文分析的情況基本一致;在設(shè)計(jì)時(shí)可采用定標(biāo)的方式將固定頻偏降到7.5 Hz以內(nèi)。

在信道均衡前對(duì)定標(biāo)后的信號(hào)進(jìn)一步進(jìn)行頻偏校正，減少信道均衡的壓力，對(duì)重構(gòu)后的前導(dǎo)序列抽取后采用ZOOM－FFT 算法進(jìn)行頻率估計(jì)，抽取后采樣率為300 Hz，F(xiàn)FT 點(diǎn)數(shù)為2 048，測頻精度為0.146 Hz，測頻的譜線如圖7所示。

圖7 精確測頻譜線Fig.7 Precise spectrum of frequency－measurement

利用精確測試的頻率對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻偏校正，位同步、幀同步和頻偏校正后復(fù)雜短波信道下LINK11_SLEW 的最佳采樣點(diǎn)星座圖如圖8所示。

圖8 頻偏校正后星座圖Fig.8 Constellation after frequency－shift correction

從圖8可以看到，復(fù)雜信道下頻偏校正和同步后的星座圖仍然不能有效收斂。采用均衡對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)，利用AFA 均衡器，取λ =0.5，結(jié)果如圖9所示。從圖9(c)學(xué)習(xí)曲線可以看出，均衡器在10 個(gè)符號(hào)之內(nèi)就收斂穩(wěn)定到0.02。

將復(fù)雜短波信道下LINK11_SLEW 進(jìn)行加噪，對(duì)加噪前后的信號(hào)進(jìn)行解擾仿真，對(duì)比不同信噪比對(duì)信號(hào)解擾的影響如圖10所示。

從圖10可以看出判決QPSK 比判決均衡前8PSK 信號(hào)誤差會(huì)小得多，當(dāng)信噪比越低，QPSK 的判決誤差相對(duì)8PSK 判決誤差越小，復(fù)雜信道下LINK11_SLEW 解擾采用QPSK 判決和8PSK 判決誤碼率曲線如圖11所示。

圖9 AFA 均衡器效果圖Fig.9 AFA equalizer effect

圖10 解擾效果圖Fig.10 Anti－disorder effect

圖11 QPSK 判決和8PSK 判決誤碼率曲線Fig.11 The bit－error－rate curve of QPSK－decision and 8PSK－decision

從圖11可以看出，當(dāng)Eb/N0高于12 dB時(shí)，復(fù)雜信道下的LINK11_SLEW 的解調(diào)誤碼率低于10－3。

5 結(jié) 論

本文主要對(duì)非協(xié)同LINK11_SLEW 解調(diào)的幾個(gè)關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了研究，對(duì)影響解調(diào)的同步、頻率估計(jì)、信道均衡、解擾等性能的因數(shù)進(jìn)行了詳細(xì)分析和仿真驗(yàn)證，提出了解決措施和方法。新的算法結(jié)構(gòu)簡單，收斂速度快，穩(wěn)定性高，適應(yīng)性強(qiáng)，有利于工程實(shí)現(xiàn)，解決了短波等復(fù)雜信道下LINK11_SLEW 無法有效解調(diào)的難題，具有良好的應(yīng)用前景。

復(fù)雜信道下LINK11_SLEW 信號(hào)的信息還原一直是非協(xié)同接收領(lǐng)域的一個(gè)難點(diǎn)，下一步在解決非協(xié)同LINK11_SLEW 解調(diào)的基礎(chǔ)上，將重點(diǎn)對(duì)解調(diào)后的信息恢復(fù)進(jìn)行進(jìn)一步研究。

［1］ 王國棟.短波戰(zhàn)術(shù)數(shù)據(jù)鏈Link11 技術(shù)體制研究［D］.西安:西安電子科技大學(xué)，2010.WANG Guo－ dong. Research on Link－ 11 Technique System For HF Tactics Data Link［D］. Xi'an :Xidian University，2010.(in Chinese)

［2］ 曾興雯，郭峰，劉乃安，等.頻率偏移對(duì)SAWTDL 相關(guān)特性的影響［J］. 西安電子科技大學(xué)學(xué)報(bào)，1998，25(3):290－293.ZENG Xing－wen，GUO Feng，LIU Nai－an，et al. Influence of frequency－offset on SAWTDL correlate characteris［J］. Journal of Xidian University，1998，25(3):290－293.(in Chinese)

［3］ 梁先明.通信信號(hào)分析工程應(yīng)用關(guān)鍵技術(shù)［J］.電訊技術(shù)，2010，50(8):97－101.LIANG Xian－ming. Key Techniques of Engineering Application of Communication Signal Analysis［J］. Telecommunication Engineering，2010，50 (8):97－ 101.(in Chinese)

［4］ 陳鑄.一種瞬時(shí)測頻改進(jìn)算法［J］.電訊技術(shù)，2012，52(7):1130－1131.CHEN Zhu.An Improved Algorithm for Instant Frequency Measurement ［J］. Telecommunication Engineering，2012，52(7):1130－1131.(in Chinese)

［5］ 李紅宇.短波數(shù)字通信技術(shù)中的自適應(yīng)均衡技術(shù)的研究［D］.大連:大連海事大學(xué)，2002.LI Hong－yu.the Research of Adaptive Equalizer in Shot－Wave Communication［D］. Dalian:Dalian Maritime University，2002.(in Chinese)

［6］ 趙春暉，張哲. 平均自適應(yīng)濾波的信道均衡算法研究［J］.信息技術(shù)，2004，28(6):103－104.ZHAO Chun－h(huán)ui，ZHANG Zhe.Channel Equalization Using Adaptive Filtering with Averaging［J］. Information Technology，2004，28(6):103－104.(in Chinese)