動(dòng)車(chē)組牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)幾項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)*

馬志文，鄭雪洋，殷振環(huán)

（中國(guó)鐵道科學(xué)研究院 機(jī)車(chē)車(chē)輛研究所，北京100081）

動(dòng)車(chē)組牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)幾項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)*

馬志文，鄭雪洋，殷振環(huán)

（中國(guó)鐵道科學(xué)研究院 機(jī)車(chē)車(chē)輛研究所，北京100081）

基于高電壓、大電流IGBT功率器件的牽引逆變器及異步牽引電機(jī)已成為高速動(dòng)車(chē)組牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的主流電路結(jié)構(gòu)，矢量控制技術(shù)作為一種高性能的異步牽引電機(jī)控制策略得到廣泛應(yīng)用?，F(xiàn)從實(shí)用性角度出發(fā)，介紹了動(dòng)車(chē)組牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)的幾項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，包括電壓電流測(cè)量、電壓解耦算法、轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型、定子頻率校正、多模式PWM調(diào)制。

動(dòng)車(chē)組；牽引電機(jī)；牽引逆變器；矢量控制系統(tǒng)；關(guān)鍵技術(shù)

基于高電壓、大電流功率器件（3.3 k V，4.5 k V及6.5 k V的IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型晶體管））的牽引逆變器和結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、維護(hù)量小的異步牽引電機(jī)已在高速動(dòng)車(chē)組牽引傳動(dòng)系統(tǒng)得到廣泛應(yīng)用［1-2］。

矢量控制技術(shù)以其可以實(shí)現(xiàn)異步牽引電機(jī)轉(zhuǎn)矩和磁鏈的解耦控制，達(dá)到與直流牽引電機(jī)相同的控制性能而成為普遍采用的異步牽引電機(jī)控制策略。但是由于受到功率器件開(kāi)關(guān)損耗及散熱能力的限制，大功率牽引逆變器的開(kāi)關(guān)頻率一般在幾百赫茲左右，輸出電壓電流的諧波分量大；受動(dòng)車(chē)組調(diào)速范圍的要求，其輸出基波頻率可達(dá)到約200 Hz，PWM調(diào)制的載波比變化范圍大；為了充分利用直流電壓還要運(yùn)行至方波工況；加之反饋量采樣濾波及數(shù)字離散控制等帶來(lái)的諸多問(wèn)題都會(huì)影響矢量控制系統(tǒng)的性能發(fā)揮。

本文從實(shí)用角度有針對(duì)性的介紹了幾項(xiàng)適用于動(dòng)車(chē)組牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)，包括：

（1）電壓電流測(cè)量；（2）電壓解耦算法；（3）轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型；（4）定子頻率校正；（5）多模式PWM（Pulse-Width Modulation，脈沖寬度調(diào)制）調(diào)制。

1 電壓電流測(cè)量

牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)通常采用磁平衡式的霍爾傳感器測(cè)量電壓、電流等模擬量作為閉環(huán)控制用反饋量。模擬量變換成數(shù)字量的方法有兩類(lèi)：瞬時(shí)值采樣和平均值采樣［3］。

瞬時(shí)值法在每個(gè)采樣周期采樣模擬量一次，經(jīng)A/ D變換，即得到采樣時(shí)刻的數(shù)字量。這種方法簡(jiǎn)單，但只適合模擬量比較平滑場(chǎng)合。如果被測(cè)模擬量中含有較大的紋波，所測(cè)瞬時(shí)值不是實(shí)際波形在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的平均值，不能真實(shí)反映模擬量基波分量的大??；如果模擬量采樣前先用濾波器濾去紋波，將帶來(lái)滯后，并導(dǎo)致交流量的相移。

平均值法的采樣值是被測(cè)量在一個(gè)采樣周期中的平均值，這種采樣方法多用于采集含有較大紋波的模擬量，當(dāng)采樣周期與紋波周期一致時(shí)誤差最小，故這類(lèi)變換器常與電力電子變換器同步工作。實(shí)現(xiàn)平均值采樣的方法主要有以下兩種：

（1）多次采樣：用快速A/D變換在一個(gè)采樣周期中多次采樣，求一次平均值。若多次采樣的操作由主處理器控制，會(huì)太占處理器資源，通常用專(zhuān)門(mén)硬件或子處理器實(shí)現(xiàn)。

（2）V/F/D變換：先用V/F變換把模擬信號(hào)變換為頻率信號(hào)，再通過(guò)計(jì)數(shù)器算出數(shù)字量（F/D變換），即得到一個(gè)采樣周期的平均值。V/F/D變換可以容易實(shí)現(xiàn)被測(cè)電路與處理器的隔離，如圖1所示。

V/F/D 變換比較適用于動(dòng)車(chē)組牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)的電壓電流測(cè)量。為了能反映模擬量X的極性，V/F變換都規(guī)定一個(gè)中心頻率f0，即在變換電路中加入偏置使得X＝0時(shí)f＝f0，例如規(guī)定f0＝70 k Hz，則當(dāng)X＝＋10 V時(shí)f＝105 k Hz，X＝－10 V時(shí)f＝35 k Hz。在選擇輸出頻率變化范圍時(shí)，應(yīng)使最低輸出頻率遠(yuǎn)大于被測(cè)信號(hào)中的紋波頻率。

V/F變換芯片是實(shí)現(xiàn)高精度V/F/D變換的關(guān)鍵，在同步V/F芯片（如AD652）中，以外部時(shí)鐘脈沖作為時(shí)間脈沖，變換精度高且與電容無(wú)關(guān)；而在普通V/F芯片（如AD654）中，以阻容電路來(lái)產(chǎn)生時(shí)間脈沖，變換精度與電容相關(guān)，電容值精度低且受溫度變化的影響。采用普通V/F芯片時(shí)，需要對(duì)V/F變換進(jìn)行周期性的在線校準(zhǔn)，以修正電容值變化對(duì)轉(zhuǎn)換精度的影響。

F/D變換通常有3種實(shí)現(xiàn)方法：M法、T法及M/T法。M法用計(jì)數(shù)器通過(guò)計(jì)數(shù)一個(gè)采樣周期中脈沖頻率信號(hào)的脈沖個(gè)數(shù)來(lái)計(jì)算被測(cè)變量值，但當(dāng)脈沖頻率信號(hào)頻率較低時(shí)，一個(gè)采樣周期中的信號(hào)脈沖個(gè)數(shù)少，精度差。T法用計(jì)數(shù)器通過(guò)計(jì)數(shù)相鄰兩個(gè)信號(hào)脈沖之間的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘脈沖個(gè)數(shù)來(lái)計(jì)算被測(cè)變量值，但當(dāng)脈沖頻率信號(hào)頻率較高時(shí)，相鄰兩個(gè)信號(hào)脈沖之間的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘脈沖個(gè)數(shù)少，精度也差。而M/T法用兩個(gè)計(jì)數(shù)器，第一個(gè)計(jì)數(shù)器（N1）計(jì)數(shù)一個(gè)采樣周期中的信號(hào)脈沖個(gè)數(shù)m1，第二個(gè)計(jì)數(shù)器（N2）通過(guò)計(jì)數(shù)標(biāo)準(zhǔn)時(shí)鐘脈沖得到m1個(gè)信號(hào)脈沖持續(xù)的時(shí)間Td＝m1/fp（fp為信號(hào)脈沖頻率），進(jìn)而算出變量值。M/T法精度較高，可以在變量變化的全范圍內(nèi)都保證量化精度，是實(shí)現(xiàn)F/D變換的首選方法。

2 電壓解耦算法

異步牽引電機(jī)在按轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向的兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d－q）上的定子電壓方程［4］如下所示：

由上面兩式不難看出，定子d、q軸之間存在著耦合現(xiàn)象。也就是說(shuō)，定子電流的勵(lì)磁分量不能由定子電壓的d軸分量獨(dú)立控制，轉(zhuǎn)矩分量也不能由定子電壓的q軸分量獨(dú)立控制。必須采用適當(dāng)?shù)碾妷航怦钏惴?，?shí)現(xiàn)定子兩軸電壓對(duì)相應(yīng)定子兩軸電流的獨(dú)立控制。電壓解耦算法的準(zhǔn)確程度對(duì)于整個(gè)系統(tǒng)的控制性能產(chǎn)生重要影響，尤其在電機(jī)高速運(yùn)行區(qū)域隨著耦合電壓在定子電壓幅值中所占比例的增加而更加明顯。

常見(jiàn)電壓解耦算法有反饋解耦、前饋解耦、交叉解耦［5］等，其中如圖2所示前饋解耦算法［6］可以很好的消除定子兩軸之間的耦合關(guān)系，并且穩(wěn)定性好，響應(yīng)速度快，能對(duì)電流反饋低通濾波器帶來(lái)的滯后影響起到較好的矯正作用，比較適合用于低開(kāi)關(guān)頻率、大功率的異步牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)。

圖2前饋解耦算法中，定子d、q軸電壓皆由前饋解耦電壓項(xiàng)和PI調(diào)節(jié)項(xiàng)組成。其中前饋解耦電壓項(xiàng)計(jì)算式如下：

3 轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型

轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向矢量控制的基礎(chǔ)是準(zhǔn)確掌握轉(zhuǎn)子磁鏈空間矢量的幅值和相角。獲取轉(zhuǎn)子磁鏈通常有兩種方法：一是直接檢測(cè)法，二是間接估算法。直接檢測(cè)法通過(guò)在電機(jī)內(nèi)埋設(shè)線圈或敷設(shè)磁敏元件直接測(cè)得氣隙磁通，再結(jié)合實(shí)測(cè)定子相電流計(jì)算出轉(zhuǎn)子磁鏈的幅值和角度。從理論上講，這種方法應(yīng)該比較準(zhǔn)確，但由于放置傳感器存在的技術(shù)問(wèn)題以及由于受氣隙齒諧波的影響，測(cè)量誤差較大，很少應(yīng)用于實(shí)際的矢量控制系統(tǒng)。間接估算法是利用實(shí)測(cè)的電機(jī)電壓、電流或轉(zhuǎn)速等信號(hào)以及相關(guān)電機(jī)參數(shù)，推導(dǎo)計(jì)算出轉(zhuǎn)子磁鏈的幅值和角度。該方法通常也稱(chēng)為轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型，在實(shí)際矢量控制系統(tǒng)中應(yīng)用廣泛。轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型［7］可以分為兩種：

（1）間接法，也稱(chēng)為轉(zhuǎn)差頻率法，即按轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向的兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（d－q）上，利用定子電流d、q軸分量的期望值和轉(zhuǎn)子位置角計(jì)算出期望的轉(zhuǎn)子磁鏈幅值和角度，用它們代替實(shí)際值進(jìn)行計(jì)算。

（2）直接法，即用容易檢測(cè)的實(shí)際定子電壓、定子電流和轉(zhuǎn)速，建立相應(yīng)的轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)器，來(lái)計(jì)算出估算的轉(zhuǎn)子磁鏈幅值和角度，用它們代替實(shí)際值進(jìn)行計(jì)算。按照對(duì)實(shí)際檢測(cè)物理量的使用，可以分為4類(lèi)：①使用定子電流與轉(zhuǎn)速的方法，包括電流模型法Ⅰ、電流模型法Ⅱ等；②使用定子電壓與定子電流的方法，包括電壓模型法、參考模型自適應(yīng)法MRAS等；③使用定子電壓與轉(zhuǎn)速的方法，包括全階觀測(cè)器等；④使用定子電壓、定子電流與轉(zhuǎn)速的方法，包括觀測(cè)器法、卡爾曼濾波器法、直接計(jì)算的代數(shù)方法等。

從實(shí)用性考慮，矢量控制系統(tǒng)推薦采用電流模型和電壓模型相結(jié)合的混合型轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型［6］，如圖3所示。

圖3混合模型中，電壓模型計(jì)算式基于兩相靜止坐標(biāo)系（α－β）推導(dǎo)，如下

電流模型計(jì)算式基于以轉(zhuǎn)子角頻率進(jìn)行旋轉(zhuǎn)的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系（x－y）推導(dǎo)，如下

該模型巧妙地將電壓模型的計(jì)算結(jié)果與電流模型的計(jì)算結(jié)果之間的偏差反饋給電壓模型，并利用電壓模型中的積分環(huán)節(jié)來(lái)實(shí)現(xiàn)偏差校正，改變時(shí)間常數(shù)T，即可調(diào)整哪一個(gè)子模型起主要作用。這種模型在低速時(shí)電流模型的影響占優(yōu)勢(shì)，而高速時(shí)電壓模型的影響占優(yōu)勢(shì)，并且也很好的解決了兩個(gè)模型的自然切換過(guò)渡問(wèn)題。

4 定子頻率校正

高性能矢量控制系統(tǒng)把定子電流分解為d軸分量和q軸分量，通過(guò)前饋解耦和PI調(diào)節(jié)器來(lái)實(shí)現(xiàn)解耦，但是由于低開(kāi)關(guān)頻率導(dǎo)致PWM響應(yīng)滯后，必然會(huì)破壞動(dòng)態(tài)解耦效果。換個(gè)角度來(lái)說(shuō)就是，當(dāng)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，相對(duì)靜止坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶款l率ωmr與定子電壓（或電流）矢量頻率ωs是相等的；但在動(dòng)態(tài)過(guò)程中，ωmr與ωs是不相等的。對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能要求不高的情況下，可用ωmr與來(lái)代替ωs；但是要想提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性，就要對(duì)ωs進(jìn)行校正。

建議采用圖4所示算法來(lái)進(jìn)行定子頻率計(jì)算及校正。根據(jù)轉(zhuǎn)矩電流給定值、轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型觀測(cè)的磁鏈幅值ψr及公式求得轉(zhuǎn)差頻率ωsl，加上電機(jī)速度傳感器測(cè)得的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)頻率ωr，即得相對(duì)靜止坐標(biāo)系α軸的轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶款l率ωmr；再加上校正補(bǔ)償頻率ωcomp即可得到定子頻率ωs。對(duì)于校正補(bǔ)償頻率ωcomp，高、低速分別采取不同的算法進(jìn)行計(jì)算。

5 多模式PWM調(diào)制

PWM作為牽引逆變器控制的一個(gè)關(guān)鍵環(huán)節(jié)，其設(shè)計(jì)的優(yōu)劣直接關(guān)系到矢量控制系統(tǒng)的性能［8］。動(dòng)車(chē)組牽引逆變器具有輸出頻率范圍寬（通常0～200 Hz）、動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快等特點(diǎn)，但由于受到功率器件開(kāi)關(guān)損耗及散熱的限制，最高開(kāi)關(guān)頻率通常只有幾百赫茲，從而使得電機(jī)諧波電流和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大。為了保證牽引逆變器在整個(gè)調(diào)速范圍內(nèi)具有良好的控制性能，通常采用多種脈寬調(diào)制模式，即在低速段采用異步調(diào)制，中速段采用分段同步調(diào)制，額定頻率以上采用方波調(diào)制使直流電壓得到充分利用。

以某型動(dòng)車(chē)組牽引逆變器為例，建議采用圖5所示的多模式PWM調(diào)制規(guī)律，即在低速異步調(diào)制區(qū)采用空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM），中速分段同步調(diào)制區(qū)采用電流諧波最小脈寬調(diào)制（CHMPWM），最后轉(zhuǎn)入方波工況。該多模式PWM調(diào)制算法使得逆變器輸出電流的諧波含量較小，有效抑制牽引電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，特別適合于動(dòng)車(chē)組牽引逆變器這種低開(kāi)關(guān)頻率、寬調(diào)速范圍、高直流電壓利用率的大功率應(yīng)用場(chǎng)合。

SVPWM是一種應(yīng)用廣泛的PWM調(diào)制技術(shù)，數(shù)字實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單［9］，它是將逆變器和異步電機(jī)看成一個(gè)整體，建立逆變器開(kāi)關(guān)模式與電機(jī)定子電壓空間矢量之間的內(nèi)在聯(lián)系，通過(guò)選擇逆變器不同的開(kāi)關(guān)模式，使電機(jī)的實(shí)際磁通盡可能逼近理想圓磁通，從而生成PWM波形。

CHMPWM是同步、對(duì)稱(chēng)、優(yōu)化PWM策略中的一種［10］，其目標(biāo)是追求輸出電流的總諧波畸變最小。圖6是CHMPWM控制下逆變器輸出相電壓波形（包括A類(lèi)和B類(lèi)兩種，［0，π/2］區(qū)間內(nèi)有N個(gè)開(kāi)關(guān)角α1，α2，…，αN），它們都是1/4周期對(duì)稱(chēng)波形，不含偶次諧波。對(duì)波形進(jìn)行傅立葉分析，可知相電壓波形中只含有基波及5，7，11，13，17，19，…等次特征諧波。U相電壓數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：

其中k＝1，2，…，∞，A類(lèi)波形?。?，B類(lèi)波形?。?。

CHMPWM的優(yōu)化目標(biāo)是逆變器輸出電流總諧波畸變最小，即連同式（10）限制約束條件，即可求得最優(yōu)開(kāi)關(guān)角。

其中m是調(diào)制度，定義為

其中V1為相電壓基波幅值；V1max＝2Udc/π，為逆變器方波工況時(shí)輸出相電壓的基波幅值。

CHMPWM最優(yōu)開(kāi)關(guān)角的求解無(wú)法用簡(jiǎn)單代數(shù)計(jì)算完成，需要用約束尋優(yōu)或遺傳算法，經(jīng)過(guò)長(zhǎng)時(shí)間反復(fù)迭代實(shí)現(xiàn)，因此只能離線計(jì)算，把事先計(jì)算的結(jié)果存于表格中，工作時(shí)調(diào)用。借助數(shù)學(xué)軟件MATLAB，分別計(jì)算了不同載波比9，7，5，3 CHMPWM的最優(yōu)開(kāi)關(guān)角如圖7所示。

采用多模式PWM調(diào)制，必須處理好不同調(diào)制模式之間的平滑切換問(wèn)題，避免較大電流沖擊和轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。切換的原則是保證切換時(shí)刻電壓基波幅值和相位的連續(xù)性，并盡量減小諧波電流對(duì)過(guò)渡過(guò)程的影響。根據(jù)異步電機(jī)的諧波等效電路對(duì)諧波電壓和電流進(jìn)行分析，確定不同載波比的CHMPWM之間、異步SVPWM與同步CHMPWM之間的切換時(shí)刻選擇在U相電壓相位30°，90°，150°，210°，270°或330°時(shí)，三相PWM同時(shí)進(jìn)行切換，電流沖擊較小，并且便于數(shù)字實(shí)現(xiàn)。方波調(diào)制可以看作是載波比3 CHMPWM的A類(lèi)波形的一個(gè)特例，即在開(kāi)關(guān)角時(shí)的波形，因此載波比3的CHMPWM與方波調(diào)制之間近似于無(wú)縫切換。

此外，當(dāng)逆變器工作在不同PWM模式切換頻率點(diǎn)附近時(shí)，輸出頻率的微小抖動(dòng)就有可能造成頻繁的PWM模式的反復(fù)切換，從而容易導(dǎo)致系統(tǒng)振蕩。因此有必要在切換點(diǎn)附近設(shè)置一定寬度的頻率滯環(huán)，以防止發(fā)生這種情況。

6 結(jié) 論

基于高電壓、大電流IGBT功率器件的牽引逆變器及異步牽引電機(jī)已成為高速動(dòng)車(chē)組牽引傳動(dòng)系統(tǒng)的主流電路結(jié)構(gòu)，矢量控制技術(shù)作為一種高性能的異步牽引電機(jī)控制策略得到廣泛應(yīng)用。本文從實(shí)用角度出發(fā)，介紹了動(dòng)車(chē)組牽引電機(jī)矢量控制系統(tǒng)的幾項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)：

（1）基于V/F/D變換的電壓電流測(cè)量可以滿(mǎn)足含較大紋波模擬量的平均值采樣及大功率逆變器的抗干擾要求；

（2）電壓前饋解耦算法可以較好的消除定子d、q兩軸之間的耦合關(guān)系，穩(wěn)定性好，響應(yīng)速度快，并能對(duì)大功率逆變器電流反饋濾波帶來(lái)的滯后影響起到很好的矯正作用；

（3）混合型轉(zhuǎn)子磁鏈觀測(cè)模型兼有電流模型和電壓模型的各自?xún)?yōu)點(diǎn)，低速時(shí)電流模型的影響占優(yōu)勢(shì)，高速時(shí)電壓模型的影響占優(yōu)勢(shì)，并且很好的解決了兩種模型的自然切換過(guò)渡問(wèn)題；

（4）基于相角P調(diào)節(jié)器和轉(zhuǎn)矩電流PI調(diào)節(jié)器的定子頻率校正算法可以對(duì)定子頻率進(jìn)行很好的校正，有效提高矢量控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能；

（5）基于空間矢量脈寬調(diào)制和電流諧波最小脈寬調(diào)制的多模式PWM調(diào)制算法可以有效抑制牽引電機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，使得大功率牽引逆變器在全速度范圍皆有良好的輸出波形和控制性能。

［1］ 丁榮軍，黃濟(jì)榮.現(xiàn)代變流技術(shù)與電氣傳動(dòng)［M］.北京：科學(xué)出版社，2008.

［2］ 黃濟(jì)榮.電力牽引交流傳動(dòng)與控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，1998.

［3］ 馬小亮.數(shù)字控制調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計(jì)中需要考慮的幾個(gè)問(wèn)題［J］.變頻器世界，2005，8：6-12.

［4］ 陳伯時(shí).交流調(diào)速系統(tǒng)［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2005.

［5］ 沈?yàn)]，郝榮泰.異步牽引電機(jī)磁場(chǎng)定向控制解耦算法的研究［J］.鐵道學(xué)報(bào)，2003，25（1）：26-29.

［6］ D.Horstmann，G.Stanke.Die stromrichternahe Antriebsregelung des Steuerger？tes für Bahnautomatisierungssysteme SIBAS 32［J］.Elektrische Bahnen，1992，11：344-350.

［7］ 李永東.交流電機(jī)數(shù)字控制系統(tǒng)［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2002.

［8］ J.Holtz.Pulsewidth Modulation-a Survey［J］.IEEE Trans.on Industrial Electronics，1992，39（5）：410-420.

［9］ H.W.Van Der Broeck，H.-C.Skudelny，etc.Analysis and Realization of a Pulsewidth Modulator Based on Voltage Space Vectors［J］.IEEE Trans.on Industrial Applications，1988，24（1）：142-150.

［10］ 霍姆斯，利波.電力電子變換器PWM技術(shù)原理與實(shí)踐［M］.周克亮譯.北京：人民郵電出版社，2010.

Several Key Technologies of Traction Motor Vector Control System for EMU

MA Zhiwen，ZHENG Xueyang，YIN Zhenhuan
（Locomotive＆Car Research Institute，China Academy of Railway Sciences，Beijing 100081，China）

Traction inverter with high-voltage＆large-current power devices and asynchronous traction motor has become the mainstream circuit structure of high-speed EMU traction system，and the vector control technology has been widely used as one of the highperformance traction motor control strategies.From the practical point of view，this paper introduces several key technologies of EMU traction motor vector control system，including voltage and current measurement，voltage decoupling algorithm，rotor flux observer model，stator frequency correction and multi-mode PWM modulation.

EMU；traction motor；traction inverter；vector control system；key technology

U266.2

A

10.3969/j.issn.1008－7842.2014.05.01

*國(guó)家科技支撐計(jì)劃課題（2009BAG12A05）；中國(guó)鐵道科學(xué)研究基金項(xiàng)目（2013YJ010）

8—）男，副研究員（

2014－03－20）