馬鵬, 劉衛(wèi)國(guó), 毛帥, 彭紀(jì)昌, 駱光照
(西北工業(yè)大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院,陜西西安710072)
起動(dòng)/發(fā)電一體化是未來航空電源系統(tǒng)的一個(gè)重要發(fā)展趨勢(shì)。目前在航空大功率交流電源系統(tǒng)中,普遍采用三級(jí)式同步電機(jī)作為發(fā)電機(jī),采用有刷直流電機(jī)作為起動(dòng)機(jī),這就使得飛機(jī)電源系統(tǒng)供配電體制多、體積和質(zhì)量較大、系統(tǒng)復(fù)雜、故障率高、維護(hù)性較差。若能夠使三級(jí)式同步電機(jī)工作在電動(dòng)狀態(tài),實(shí)現(xiàn)航空發(fā)動(dòng)機(jī)的起動(dòng)功能,就可以省去起動(dòng)電機(jī),這既能有效降低航空電源系統(tǒng)的復(fù)雜程度、體積重量及制造成本,也能提高飛機(jī)電源系統(tǒng)的可靠性和維護(hù)性[1-3]。
三級(jí)式同步電機(jī)在發(fā)電狀態(tài)時(shí)由飛機(jī)發(fā)動(dòng)機(jī)通過附件機(jī)匣拖動(dòng),主勵(lì)磁機(jī)定子繞組通入直流電,此時(shí)主勵(lì)磁機(jī)電樞繞組內(nèi)可感應(yīng)出三相交流電,經(jīng)過旋轉(zhuǎn)整流器整流后,可以實(shí)現(xiàn)主發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子直流勵(lì)磁。當(dāng)采用該電機(jī)作為航空發(fā)動(dòng)機(jī)的起動(dòng)機(jī)時(shí),由于電機(jī)處于靜止?fàn)顟B(tài),所以勵(lì)磁機(jī)采用直流勵(lì)磁時(shí)將無法實(shí)現(xiàn)主發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子勵(lì)磁。因此,要實(shí)現(xiàn)三級(jí)式同步電機(jī)的起動(dòng)功能,關(guān)鍵是要解決三級(jí)式同步電機(jī)在電動(dòng)狀態(tài)時(shí)的勵(lì)磁問題。
在美國(guó)專利[4-6]中公開的三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)/發(fā)電一體化系統(tǒng)中,勵(lì)磁機(jī)的單相繞組都改為了三相繞組,當(dāng)電機(jī)靜止時(shí)采用三相交流電在勵(lì)磁機(jī)空間內(nèi)產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng),通過切割勵(lì)磁機(jī)電樞繞組產(chǎn)生感應(yīng)電勢(shì),解決三級(jí)式同步電機(jī)在靜止/低速狀態(tài)下的勵(lì)磁問題,當(dāng)電機(jī)達(dá)到一定轉(zhuǎn)速后,再通過改變控制方式使三相繞組變?yōu)閱蜗嗬@組,此時(shí)采用直流勵(lì)磁方式。這種方式不僅需要重新設(shè)計(jì)勵(lì)磁機(jī)繞組,還會(huì)增加起動(dòng)控制系統(tǒng)的復(fù)雜程度和體積重量,影響了系統(tǒng)的可靠性。文獻(xiàn)[7-8]提出一種向勵(lì)磁機(jī)通入單相交流電實(shí)現(xiàn)主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子勵(lì)磁的方法。文獻(xiàn)[9-10]主要通過仿真的方式分析了三級(jí)式同步電機(jī)的電動(dòng)起動(dòng)過程,提出電機(jī)在靜止/低速時(shí)用單相交流勵(lì)磁,轉(zhuǎn)速較高時(shí)用直流勵(lì)磁的勵(lì)磁控制方法,但是文章主要針對(duì)電機(jī)的起動(dòng)方案進(jìn)行研究,對(duì)勵(lì)磁控制的工程實(shí)現(xiàn)方法以及單相交流/方波勵(lì)磁向直流勵(lì)磁切換時(shí)的具體實(shí)現(xiàn)過程缺少相關(guān)論述。
在前期的研究工作中,搭建了三級(jí)式同步電機(jī)的起動(dòng)控制試驗(yàn)平臺(tái),采用單相交流勵(lì)磁的方式,通過設(shè)計(jì)專門的起動(dòng)控制策略,已經(jīng)較好的解決了電機(jī)在低速弱勵(lì)磁情況下的大轉(zhuǎn)矩輸出問題。為了更好的提高電機(jī)的起動(dòng)帶載性能,參考文獻(xiàn)[9-10]提到的勵(lì)磁控制策略,綜合考慮控制器的體積、重量、硬件可行性以及相關(guān)的起動(dòng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)后,為了保證電機(jī)在高轉(zhuǎn)速時(shí)的轉(zhuǎn)矩輸出,此時(shí)需要切換為直流勵(lì)磁。當(dāng)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩較小時(shí),可以通過適當(dāng)調(diào)整勵(lì)磁頻率、電壓后,采用直接切換的方式實(shí)現(xiàn)勵(lì)磁方式的改變,但是在電機(jī)輸出額定轉(zhuǎn)矩時(shí),由于此時(shí)電機(jī)的電樞電流較大(>300A),若仍然采用上述切換方式,易造成主發(fā)電機(jī)電樞電流波動(dòng),導(dǎo)致控制器保護(hù)停機(jī)。
針對(duì)上述問題,分析了勵(lì)磁機(jī)采用單相交流勵(lì)磁和直流勵(lì)磁時(shí)的輸出特性,并設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)對(duì)其進(jìn)行了間接驗(yàn)證,針對(duì)獲取的勵(lì)磁切換點(diǎn),設(shè)計(jì)了適用于三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)過程的勵(lì)磁控制方法,并根據(jù)勵(lì)磁控制器逆變主電路的調(diào)制特點(diǎn),提出一種單相交流/直流一體化調(diào)制算法,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了其有效性。
圖1所示為三級(jí)式同步電機(jī)的結(jié)構(gòu)。
圖1 三級(jí)式同步電機(jī)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of three-stage brushless synchronous machine
當(dāng)勵(lì)磁機(jī)通入頻率為f1的單相交流電時(shí),將在勵(lì)磁機(jī)空間建立脈振磁勢(shì),其基波磁勢(shì)可分解為轉(zhuǎn)向相反、轉(zhuǎn)速相同、正弦分布、幅值相同的兩個(gè)旋轉(zhuǎn)磁勢(shì)[9-10]。設(shè)勵(lì)磁機(jī)的勵(lì)磁電流為
式中,If為勵(lì)磁電流有效值。設(shè)電機(jī)轉(zhuǎn)速為n、勵(lì)磁機(jī)轉(zhuǎn)子極對(duì)數(shù)為p,勵(lì)磁機(jī)電樞繞組以不同的速度切割正序和負(fù)序磁勢(shì),可感應(yīng)出頻率分別為f-=f1+f和f+=f1-f的兩種感應(yīng)電勢(shì),其中f=pn/60。假設(shè)勵(lì)磁機(jī)磁路不飽和,同時(shí)忽略磁場(chǎng)高次諧波,且開始轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)勵(lì)磁機(jī)轉(zhuǎn)子A相繞組軸線超前勵(lì)磁繞組軸線的電角度為θ,勵(lì)磁機(jī)的勵(lì)磁繞組與電樞繞組之間的互感為Mf,以A相為例,勵(lì)磁機(jī)空間內(nèi)產(chǎn)生的脈振磁勢(shì)的磁鏈方程為[11-12]
式中ω=2πf=2πpn/60,勵(lì)磁機(jī)電樞繞組中產(chǎn)生的感應(yīng)電勢(shì)為
當(dāng)電機(jī)處于靜止?fàn)顟B(tài)時(shí),ω=0,此時(shí)勵(lì)磁機(jī)電樞繞組的感應(yīng)電勢(shì)為變壓器電勢(shì)為
當(dāng)勵(lì)磁機(jī)在旋轉(zhuǎn)狀態(tài)下通入單相直流電勵(lì)磁時(shí),ω1=0,此時(shí)勵(lì)磁機(jī)電樞繞組的感應(yīng)電勢(shì)為切割電勢(shì):
由于三級(jí)式同步電機(jī)為無刷結(jié)構(gòu),因此旋轉(zhuǎn)狀態(tài)下主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子勵(lì)磁電流無法直接檢測(cè),因此搭建勵(lì)磁機(jī)的Matlab數(shù)學(xué)模型[13],分別在交流勵(lì)磁方式和直流勵(lì)磁方式下對(duì)勵(lì)磁機(jī)的輸出特性進(jìn)行仿真分析。設(shè)置勵(lì)磁機(jī)的勵(lì)磁電流有效值均為2.5 A,在兩種勵(lì)磁方式下主發(fā)電機(jī)獲得的勵(lì)磁電流隨轉(zhuǎn)速的變化如圖2所示。
圖2 主發(fā)電機(jī)勵(lì)磁電流隨轉(zhuǎn)速變化仿真結(jié)果Fig.2 Simulation results of the excitation current of the main generator vs speed
利用MAGTROL加載臺(tái)分別測(cè)試在固定80 N·m負(fù)載時(shí),電機(jī)在單相交流勵(lì)磁和直流勵(lì)磁方式下的帶載能力。其中,測(cè)試直流勵(lì)磁方式的帶載能力時(shí),首先向勵(lì)磁機(jī)通入單相交流電,在輕載狀態(tài)(<20 N·m)下拖動(dòng)到測(cè)試轉(zhuǎn)速,然后通過直接切換的方式變?yōu)橹绷鲃?lì)磁,待直流勵(lì)磁電流穩(wěn)定后,再緩慢提高負(fù)載。實(shí)驗(yàn)得到的主發(fā)電機(jī)電樞電流的變化如圖3所示。
由圖可見,隨著主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子勵(lì)磁電流的升高,相同負(fù)載下主發(fā)電機(jī)電樞電流下降,在兩種勵(lì)磁方式下的變化趨勢(shì)與交叉點(diǎn)與仿真情況相吻合,說明搭建的數(shù)學(xué)模型具有一定的有效性,可以用來做下一步勵(lì)磁控制策略的研究。
圖3 主發(fā)電機(jī)電樞電流隨轉(zhuǎn)速變化實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.3 Experimental results of the armature current of the main generator vs speed
由前述分析可見,要提高主發(fā)電機(jī)的帶載性能,勵(lì)磁機(jī)需要在合適的轉(zhuǎn)速點(diǎn)從單相交流勵(lì)磁切換至直流勵(lì)磁。但是實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn),當(dāng)主發(fā)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩達(dá)到航空發(fā)動(dòng)機(jī)要求的最大起動(dòng)轉(zhuǎn)矩點(diǎn)(800 r/min,110 N·m)時(shí),由于控制器輸出電流已接近硬件保護(hù)門限,當(dāng)勵(lì)磁機(jī)由交流勵(lì)磁方式直接切換至直流勵(lì)磁方式時(shí),產(chǎn)生的勵(lì)磁沖擊易導(dǎo)致主發(fā)電機(jī)控制器故障,使得起動(dòng)失敗,而繼續(xù)采用交流勵(lì)磁時(shí)又難以保證主發(fā)電機(jī)高轉(zhuǎn)速時(shí)的帶載起動(dòng)性能,同時(shí)受主發(fā)電機(jī)容量以及控制器體積重量、功率器件的限制,也難以采用增大主發(fā)電機(jī)電樞電流的方式提高其帶載能力。因此,提出了圖4所示的三級(jí)式同步電機(jī)在起動(dòng)過程中的勵(lì)磁機(jī)控制策略。
圖4 三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)過程勵(lì)磁控制策略Fig.4 Structure of excitation control strategy in the starting process for three-stage synchronous machine
圖中,MA為控制系統(tǒng)根據(jù)電機(jī)轉(zhuǎn)速計(jì)算得出的交流勵(lì)磁分量的調(diào)制度為給定勵(lì)磁電流i*和實(shí)際勵(lì)磁電流i經(jīng)過PID調(diào)節(jié)得出的直流勵(lì)磁分量的調(diào)制度,受MDmax的限制,實(shí)際輸出的直流勵(lì)磁調(diào)制度為MD。在起動(dòng)過程中,上圖所示的勵(lì)磁控制策略將處于3種不同的工作模式:
1)當(dāng)電機(jī)靜止/低速(<800 r/min)時(shí),MA=1,實(shí)際輸出MD為0,此時(shí)勵(lì)磁機(jī)為單相交流勵(lì)磁方式,控制器輸出最高交流調(diào)制電壓;
2)當(dāng)電機(jī)達(dá)到800 r/min后,交流勵(lì)磁分量的調(diào)制度MA開始隨著轉(zhuǎn)速按照一定斜率減小,MDmax開始增大,實(shí)際輸出的MD則根據(jù)勵(lì)磁機(jī)的勵(lì)磁電流進(jìn)入實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)狀態(tài),此時(shí)勵(lì)磁機(jī)處于單相交流勵(lì)磁方式和直流勵(lì)磁方式的過渡階段,在勵(lì)磁電流中既有交流分量也有直流分量;
3)當(dāng)MA減小到0以后,勵(lì)磁機(jī)進(jìn)入直流勵(lì)磁方式,此時(shí)控制器根據(jù)勵(lì)磁機(jī)額定勵(lì)磁電流的大小進(jìn)行恒流閉環(huán)調(diào)節(jié)。
為有效實(shí)現(xiàn)前文所述的勵(lì)磁機(jī)控制策略,解決電機(jī)在整個(gè)起動(dòng)過程中的平穩(wěn)勵(lì)磁,就需要研究合適的勵(lì)磁控制的調(diào)制算法。為滿足交、直流兩種勵(lì)磁方式的需求,勵(lì)磁機(jī)控制器采用H橋逆變電路(圖5),其兩個(gè)輸出端Va、Vb分別接到勵(lì)磁機(jī)勵(lì)磁繞組的 V+、V-端。
圖5 單相H橋PWM逆變電路Fig.5 Single-phase H bridge PWM inverter circuit
設(shè)直流側(cè)母線電壓為VDC,同一橋臂上功率管關(guān)斷、下功率管導(dǎo)通時(shí)用“0”表示,上功率管導(dǎo)通、下功率管關(guān)斷時(shí)用“1”表示,該回路可產(chǎn)生4種離散輸出線電壓矢量,見表 1[14-15]。
表1 H橋逆變器的4種開關(guān)狀態(tài)Table 1 Switching patterns of a H bridge PWM inverter
根據(jù)H橋逆變器的4個(gè)開關(guān)狀態(tài),取有效矢量ν1、ν2所在的坐標(biāo)軸為α軸,其法線方向?yàn)棣螺S,設(shè)逆變器當(dāng)前輸出電壓Vref=VAcosθ,則當(dāng)前參考電壓矢量VA所在的位置如圖6所示。此時(shí),該矢量可由有效矢量 ν2和零矢量 ν0、ν3合成。
根據(jù)圖6所示矢量圖,以下分別討論控制器在輸出單相交流電、直流電以及即含有直流分量也含有交流分量的交直流混合調(diào)制原理。
圖6 H橋逆變器輸出電壓矢量圖Fig.6 H bridge PWM inverter output voltage vectors
當(dāng)逆變器輸出幅值為VA、頻率為f,且滿足ω=2πf的單相交流電時(shí),其矢量軌跡為以0點(diǎn)為圓心,半徑為 VA的圓[16],如圖7所示。
圖7 單相交流輸出矢量圖Fig.7 Single-phase AC output vectors
設(shè)交流信號(hào)的調(diào)制度滿足
則逆變器輸出的交流參考電壓可表示為
當(dāng)逆變器輸出有效值為VD>0的直流勵(lì)磁信號(hào)時(shí),其矢量位置如圖8所示。
圖8 直流輸出矢量圖Fig.8 DC output vectors
設(shè)直流信號(hào)調(diào)制度滿足
則逆變器輸出的直流參考電壓可表示為
當(dāng)勵(lì)磁機(jī)開始由單相交流勵(lì)磁向直流勵(lì)磁切換時(shí),在控制器輸出的勵(lì)磁電流中既含有交流分量,也有直流分量,參考圖7和圖8,此時(shí)的矢量軌跡如圖9所示。
當(dāng)交流勵(lì)磁分量繼續(xù)減小,直流勵(lì)磁分量繼續(xù)增大時(shí),矢量軌跡如圖10所示。
圖10 帶有交流分量的直流輸出矢量圖Fig.10 With an AC component of the DC output vectors
當(dāng)交流分量減小至0時(shí),勵(lì)磁機(jī)切換至圖8所示的純直流勵(lì)磁方式。參考圖9和圖10,在切換過程中逆變器輸出參考電壓為
設(shè)開關(guān)周期為TS,有效矢量的作用時(shí)間為T1,根據(jù)伏秒平衡原則,有
由式(8)、(9)得有效矢量和零矢量的作用時(shí)間分別為
式中:當(dāng)MD=0、MA>0時(shí),勵(lì)磁機(jī)為單相交流勵(lì)磁方式,此時(shí)逆變器輸出的電壓矢量如圖7所示,勵(lì)磁頻率為f=ω/2π;當(dāng) MD>0、MA=0時(shí),逆變器輸出為直流勵(lì)磁信號(hào),如圖8所示;當(dāng)MD>0、MA>0時(shí),勵(lì)磁機(jī)處于勵(lì)磁方式切換階段,此時(shí)逆變器輸出電壓矢量如圖9、10所示。參考三相SVPWM零矢量分配方法[17-18],當(dāng) Vref> 0 時(shí),在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可得圖11所示的兩種開關(guān)模式。其中CMPa和CMPb表示采用DSP實(shí)現(xiàn)時(shí)比較寄存器的值。
圖11 PWM實(shí)現(xiàn)Fig.11 Realization of PWM
利用專門設(shè)計(jì)的三級(jí)式同步電機(jī)控制器和一臺(tái)三級(jí)式同步電機(jī),通過MAGTROL公司的2PT115-T加載臺(tái)搭建了起動(dòng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。控制器的結(jié)構(gòu)如圖12所示。
圖12 三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.12 Structure of three-stage brushless synchronous machine starting system
以圖10所示輸出矢量為例,采用圖11(b)所示的PWM實(shí)現(xiàn)方式,此時(shí)控制器輸出帶有100 Hz交流分量的直流勵(lì)磁電流,實(shí)驗(yàn)波形如圖13所示,這說明本文提出的調(diào)制方法能夠滿足電機(jī)進(jìn)行勵(lì)磁切換階段的調(diào)制需求。
圖13 帶有交流分量的直流勵(lì)磁電流波形圖Fig.13 DC Excitation current waveforms with an AC component
采用2PT115-T加載臺(tái)模擬航空發(fā)動(dòng)機(jī)負(fù)載,設(shè)置起動(dòng)負(fù)載曲線如圖14所示,電機(jī)由700 r/min開始由單相交流勵(lì)磁向直流勵(lì)磁切換,850 r/min切換完畢。電機(jī)起動(dòng)轉(zhuǎn)速曲線如圖15所示,在起動(dòng)過程中,主發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)矩輸出平穩(wěn),能夠在要求的起動(dòng)時(shí)間內(nèi)上升至額定轉(zhuǎn)速,說明本文提出的勵(lì)磁切換方式及控制策略能夠滿足三級(jí)式同步電機(jī)在起動(dòng)過程中的勵(lì)磁需求。
圖14 三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)過程負(fù)載曲線Fig.14 Load curve of three-stage electrically excited synchronous motor starting process
圖15 三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)過程轉(zhuǎn)速曲線Fig.15 Speed curve of three-stage electrically excited synchronous motor starting process
本文分析了三級(jí)式同步電機(jī)在電動(dòng)起動(dòng)的過程中,勵(lì)磁機(jī)采用不同勵(lì)磁方式時(shí)的勵(lì)磁輸出特性,并通過起動(dòng)實(shí)驗(yàn)做了間接驗(yàn)證。針對(duì)起動(dòng)過程中電機(jī)的電樞電流較大,在直接切換勵(lì)磁方式時(shí)易造成控制器保護(hù)停機(jī)的問題,本文在綜合考慮主發(fā)電機(jī)容量、控制器的體積重量等方面因素的前提下,根據(jù)勵(lì)磁機(jī)在實(shí)驗(yàn)過程中所表現(xiàn)出來的運(yùn)行特性,設(shè)計(jì)了三級(jí)式同步電機(jī)在電動(dòng)起動(dòng)過程中勵(lì)磁機(jī)的勵(lì)磁控制策略。為了解決該控制策略中提出的交直流勵(lì)磁的過渡切換方式,本文進(jìn)一步研究了勵(lì)磁控制器逆變回路的開關(guān)狀態(tài),并參考三相SVPWM的調(diào)制算法,提出了一種交流、直流一體化調(diào)制算法,保證了勵(lì)磁機(jī)在交流勵(lì)磁方式和直流勵(lì)磁方式之間能夠?qū)崿F(xiàn)平穩(wěn)切換。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文提出的勵(lì)磁控制策略和勵(lì)磁調(diào)制算法能夠保證主發(fā)電機(jī)在起動(dòng)過程中始終采用較為高效的勵(lì)磁方式,為三級(jí)式同步電機(jī)起動(dòng)/發(fā)電一體化的實(shí)現(xiàn)提供了較好的基礎(chǔ)。
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