多路輸入電能回饋直流模擬負載的研究

陳強， 楊志超， 張建忠， 章心因， 呂干云， 祁建民

(1.南京工程學院電力工程學院，江蘇南京211167;2.東南大學 電氣工程學院，江蘇南京210096;3.江蘇方天電力技術有限公司，江蘇 南京211102)

0 引言

電能回饋直流模擬負載將放電測試的電能回饋電網，用它來取代傳統(tǒng)耗能負載，可起到明顯的節(jié)能增效作用。但蓄電池、開關電源等直流電源種類繁多，工作電流電壓范圍、功率等級均有差異，采用單路輸入的模擬負載難以滿足多種電源的需求，且單路的功率受限［1-2］。由于直流電源輸出電壓偏低，文獻［3］采用基于移相全橋電路的并聯(lián)輸入串聯(lián)輸出(input-paralleled output-series，IPOS)的工作方式來擴大容量，這能夠實現(xiàn)低輸入直流電壓高輸出直流電壓以滿足并網的直流母線電壓要求，但各支路的獨立性差，且單路的工作不穩(wěn)定會導致直流母線電壓的波動，進而影響設備正常的并網逆變。

電力電子控制中，數字控制因其具有精度高、溫漂小、控制策略靈活等優(yōu)點，得到越來越多的應用［4］，但數字控制也有控制延時的問題，為提高直流變換器動靜態(tài)特性，在DC/DC變換器中延時補償的算法被深入研究［5-7］，但算法比較復雜，實現(xiàn)有一定難度。

為提高各個直流模擬模塊工作的獨立性，文中采用并聯(lián)輸入并聯(lián)輸出(input-paralleled outputparalleled，IPOP)的工作方式。高頻隔離升壓電路實現(xiàn)直流母線電壓的變換，提高了直流母線電壓。采用數字控制外環(huán)和模擬控制內環(huán)的控制方式實現(xiàn)輸入電流的控制，兼顧數字控制精確和模擬控制響應快的優(yōu)點，在很大程度上減少了數字控制控制延時的影響，實現(xiàn)各個直流模塊輸入電流的高精度獨立控制。

并網的功率因數和電流總諧波畸變率(THD)是電能質量最重要的兩個指標。單相電網鎖相通常采用過零點鎖相［8］，容易受到諧波、多個過零點等干擾，造成鎖相失敗。本文采用基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相方法，有效濾除干擾的影響，提高了鎖相的精度和可靠性。采用LCL濾波器［9-10］，并引入并網電流瞬時P控制和重復控制的復合控制策略，有效抑制諧波和周期性脈動。

1 主電路拓撲結構

多路輸入電能回饋直流模擬負載主電路分直流變換和并網逆變兩部分。直流變換電路如圖1所示，虛線框部分為直流負載模擬模塊，各模擬模塊由DC/DC電路構成，輸出并接至電容C2，經高頻隔離電路實現(xiàn)電氣隔離。高頻隔離電路實現(xiàn)電容C2和C3之間電壓的變換和C3的穩(wěn)壓控制，以SG3525為控制芯片，用內嵌的運放構成PI控制器，實現(xiàn)對C3電壓的閉環(huán)控制，經Q1-Q4構成的全橋電路變?yōu)楦哳l方波，經高頻變壓器T電氣隔離，然后經D1-D4、L3和C3整流濾波成直流。并網逆變電路如圖2所示，全橋逆變后經LCL濾波器接入電網。

圖1 直流變換電路Fig.1 DC conversion circuit

圖2 逆變并網電路Fig.2 Grid-connected inverter circuit

2 直流負載模擬模塊

數字控制的延時由A/D采樣延時、計算控制延時和PWM生成延時等構成。本系統(tǒng)采用的控制芯片為TI的TMS320F2812，主頻150 M，采樣和計算控制延時影響較小，主要是生成PWM延時影響控制性能。

圖3 模擬模塊控制策略Fig.3 Control strategy of simulated load

圖1中，流經電感L2的電流iL2是高頻鋸齒波，經L1C1濾波得到較平滑的直流電流iL1。圖4為模擬模塊電路控制系統(tǒng)框圖，iDCref為DSP控制系統(tǒng)輸出的直流電流給定值，Kd為功率管脈寬調制增益。

圖4 模擬模塊電路控制系統(tǒng)框圖Fig.4 Control system diagram of simulated module circuit

3 電網鎖相閉環(huán)控制

并網鎖相控制對于提高并網功率因數提高電能質量是非常關鍵的。本文采用基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相方法，有效消除了諧波、多個過零點等的干擾。

3.1 控制原理

電網電壓的傅里葉變換三角函數展開式為

式中:Uac0為直流分量;ω為基波角頻率;基波的n次分量對于基波分量，可以用式(2)～式(4)求解得到相角關系，式中基波載波比N=1/(f1TPR)，f1為基波頻率，TPR為載波周期，Δθ1為每個鎖相控制周期的起始相角。

本文調節(jié)每次鎖相控制周期的起始相角和基波載波比，固定載波周期，則第k+1次鎖相控制周期的基波載波比可用式(5)求得:

通過式(5)可以進而求得f1，Δθ1由圖5所示的基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制給出，Gloop(z)為閉環(huán)控制器。

圖5 基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制系統(tǒng)Fig.5 Closed-loop phase-locked control system based on discrete Fourier transform

3.2 仿真分析

采用基于Matlab/Simulink的模型對本文提出的電網閉環(huán)鎖相控制法進行仿真驗證。圖6為50 Hz電網電壓疊加3次諧波和4次諧波的閉環(huán)鎖相波形。圖7為50 Hz基波過零點受多個過零點干擾的鎖相波形。圖6、圖7的電網電壓T=0時刻相位均為0 rad，圖6在t=15 ms時刻開始鎖相，圖7在t=5 ms時刻開始鎖相。從圖中可以看出，經過幾個工頻周期調節(jié)，能準確地實現(xiàn)鎖相。

通過仿真驗證可以得到基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制對于諧波和過零點干擾均具有較強的抑制能力，能夠實現(xiàn)成功鎖相。

圖6 疊加諧波的閉環(huán)鎖相波形Fig.6 Closed-loop phase-locked waveform on superposition of harmonic

圖7 多個過零點的閉環(huán)鎖相波形Fig.7 Closed-loop phase-locked waveform on multiple zero-crossing point

4 DC/AC并網逆變

圖8為DC/AC并網逆變電路系統(tǒng)控制結構圖，并網電流控制采用瞬時P控制與重復控制的復合控制策略，以滿足并網控制的動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能要求［11-14］，通過對并網電流參考值的調節(jié)實現(xiàn)電容C2端電壓的穩(wěn)壓控制。UC2為電容C2端電壓，iacref為給定并網電流參考值，η1為高頻隔離電路和并網逆變電路的整體效率，e為電網電壓有效值，Gdc(s)為電壓外環(huán)控制器，為PI控制器，GP(s)為電流內環(huán)控制器，為P控制器，GRC(s)為重復控制器，KPWM為逆變器增益，iac為并網電流，Uac為電網電壓瞬時值，UC1為C1的端電壓。

圖8 DC/AC逆變電路的系統(tǒng)控制結構圖Fig.8 Control System diagram of DC/AC Inverter circuit

重復控制離散化傳遞函數為

式中:N為電網基波周期內的采樣點數;Q為積分衰減數;C(z)為控制對象補償環(huán)節(jié)。

重復控制的控制對象為含阻尼的LCL濾波器，其傳遞函數為

取 L4為 1.2 mH、L5為 0.6 mH、C4為 16 μF、R為2 Ω，將式(7)離散化得

當C(z)GLCL(z)在中低頻段具有零增益零相移特性，重復控制系統(tǒng)具有最好的控制性能。C(z)由超前滯后環(huán)節(jié)與低通濾波串聯(lián)組成，超前滯后環(huán)節(jié)實現(xiàn)對中低頻段控制對象增益的校正，低通濾波器提高高頻衰減能力。超前滯后環(huán)節(jié)傳遞函數為

為了實現(xiàn)中低頻段的零增益零相移特性，式(9)的系數可以通過式(10)選取:

為了提高高頻段的衰減能力，采用二階低通濾波器，截止頻率1 000 Hz，離散化后的傳遞函數為

經超前滯后環(huán)節(jié)和二階低通濾波串聯(lián)補償后，為補償低頻相位差，引入zk進行超前相位補償。Kr為重復控制器增益，小于1的常數，增加Kr，誤差收斂變快，穩(wěn)態(tài)誤差減小，減小Kr，收斂變慢，穩(wěn)定裕度增加。補償環(huán)節(jié)傳遞函數為

C(z)補償效果波特圖如圖9所示，實線為GLCL(z)的波特圖，虛線為補償后的C(z)GLCL(z)的波特圖。從圖中可以看出，經過C(z)補償后在中低頻段得到近似零增益零相移特性，同時加快了高頻段幅頻特性的衰減，有利于減少高頻干擾。

圖9 C(z)補償效果波特圖Fig.9 Bode diagram of the compensation effect of C(z)

5 實驗分析

根據本文方案，研制了一臺5路輸入的樣機，單路額定功率為1 kW，總額定功率為5 kW，控制電路主控芯片采用TI的DSP芯片TMS320F2812。圖10為直流輸入電流和并網電流實驗波形，直流電流設定值為4 A，電流實測值為4.03 A，誤差控制在1%以內，實現(xiàn)了直流模擬模塊對輸入電流的高精度控制。

圖10 直流輸入電流和并網電流實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of grid-connected current and DC input current

圖11為額定功率并網電流實驗波形，功率因數達到0.99以上，并網電流THD為0.7%，這驗證本文提出的閉環(huán)鎖相控制能夠實現(xiàn)準確鎖相，同時重復控制算法有效的抑制周期脈動引起的電流畸變，實現(xiàn)了極高的并網電能質量。

圖11 額定功率下并網電流實驗波形Fig.11 Experimental waveforms of grid-connected current under rated power

6 結語

本文設計了多路輸入電能回饋直流模擬負載，從電路拓撲和控制方法進行了詳細闡述。每路直流負載模擬模塊能實現(xiàn)了對輸入電流的獨立高精度控制，高頻隔離電路可實現(xiàn)寬范圍的輸入電壓和低成本小體積的電氣隔離。著重介紹了基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制，仿真給出了閉環(huán)鎖相的精確和可靠。并網控制引入重復控制，對補償環(huán)節(jié)進行了詳細設計。通過實驗給出了并網電流波形和直流輸入電流波形，實驗驗證直流控制精度達到1%以內，并網功率因數達到0.99以上，并網電流THD為0.7%，實現(xiàn)了高并網電能質量。

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