大功率車載交流電源的設(shè)計與研究

譚寶成，崔佳超

（西安工業(yè)大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，陜西 西安 710032）

電動車的性能好壞之一取決于裝有的電機(jī)性能[1]，由于交流電機(jī)和直流電機(jī)相比沒有換向器，因此結(jié)構(gòu)簡單，制造方便，比較牢固，容易做成高轉(zhuǎn)速、高電壓、大電流、大容量的電機(jī)，使得交流電機(jī)在電動車應(yīng)用中有較大的前景，將電動車?yán)锏闹绷麟娫茨孀兂山涣麟姍C(jī)所需的交流電源將會具有相當(dāng)重要的意義。這里主要將針對電動車電源逆變模塊進(jìn)行研究，設(shè)計DC-DC-AC電路模塊。

1 電動車電源逆變系統(tǒng)主要結(jié)構(gòu)設(shè)計

電動車電源系統(tǒng)電路框圖如圖1所，電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計主要包括三部分，分別是DC-DC升壓模塊[2],DC-AC逆變模塊,后級芯片電源模塊，其中DC-AC逆變模塊包括頻率可控式SPWM控制與DC-AC逆變電路兩部分；后級電源模塊主要為DC-AC模塊中控制芯片提供可靠的電源。各個模塊中都具有高低壓隔離電路、反饋信號、模塊之間信號的檢測，從而保證逆變電路安全穩(wěn)定的運行。電動車的速度調(diào)節(jié)通過不同頻率SPWM脈沖驅(qū)動逆變橋，輸出不同頻率的交流來電調(diào)節(jié)電機(jī)轉(zhuǎn)速。這里主要研究在固定SPWM頻率下DC-DC-AC系統(tǒng)的設(shè)計，為以后可變頻SPWM系統(tǒng)的研究打下基礎(chǔ)。后文將詳細(xì)描述在定頻下SPWM DC-DC-AC系統(tǒng)的設(shè)計。

圖1 電源系統(tǒng)框圖Fig.1 Block diagram of the power system

2 DC-DC升壓模塊設(shè)計

電動車電源逆變系統(tǒng)中的DC-DC電路模塊原理接線圖如圖2所示，控制電路產(chǎn)生PWM控制信號控制功率開關(guān)器件，將48 V直流儲能電源轉(zhuǎn)換成脈沖信號，在高頻脈沖變壓器的升壓下得到高壓脈沖信號，再經(jīng)過整流橋的整流和濾波得到穩(wěn)定高壓直流電壓400 V。高壓端信號經(jīng)過光電隔離將400 V輸出反饋信號送入控制電路。

圖2 DC-DC模塊電路原理圖Fig.2 DC-DC module of circuit schematics

2.1 DC-DC PWM控制電路設(shè)計

電動車電源設(shè)計中的DC-DC控制模塊中采用的控制器為SG3525，SG3525是電流型PWM控制芯片器，SG3525通過它的5腳電容CT和6腳電阻RT來調(diào)節(jié)PWM波的輸出頻率，震蕩鋸齒波周期由上升時間t1和下降t2組成，頻率f1由式 (1)計算。

式 中 RT=27 kΩ,RD=240 Ω,CT=0.001 μF, 則 f1=50 kHz，生成驅(qū)動電路的控制信號PWM頻率為f2=0.5f1=25.5 kHz，占空比 D=0.4。

2.2 DC-DC高頻變壓器的設(shè)計

設(shè)計中變壓器的設(shè)計極其重要[3]，由于驅(qū)動電路為推挽式開關(guān)電路，所以變壓器的設(shè)計屬于正激式變壓器的設(shè)計方法。設(shè)計電路中震蕩器頻率約25.5 kHz，開關(guān)電源輸入功率Po=3 000 W。磁芯選擇PC40材質(zhì)，變壓器的型號的用AP算法，面積乘積AP計算公式如(2)：

式中：Aw磁芯窗口截面積，單位cm2；Ae效磁芯有效橫截面積 ，單位：cm2；Bmax為飽和磁通密度0.5 T；Kw為窗口系數(shù)，這里取值為0.4；Kf為波形系數(shù)，取1.1；J為導(dǎo)線電流密度，取450 A/cm2。AP=6.27 cm4,考慮到變壓器的磁路損耗，選用面積乘積AP=9.8558 cm4的 PC40-EE60磁芯較為合適。

變壓起的次級與初級線圈的扎數(shù)比為n=N2/N1=Uo/(2Ui×D)，Uo變壓器開關(guān)電源輸出電壓,電位為V；Ui為輸入電壓,單位為V；本設(shè)計中要求調(diào)節(jié)占空比D的最大值近似為0.4時輸出電壓最高，初級線圈與次級線圈的匝數(shù)比計算公式為n=10.4。選取匝數(shù)比取n=11較為合適。

初級線圈匝數(shù)N1的計算為公式(3):

式中：Ae磁芯有效截面積為2.47 cm2。 經(jīng)計算得N1=3.46，所以將初級線圈匝數(shù)設(shè)計為4圈較為合適?？赏扑愠龃渭壘€圈匝數(shù)N2=44。初級銅線橫截面積AX1=Po/(ηJUi)=0.15 cm2，次級級銅線橫截面積AX2=Po/(JUi)=0.016 cm2由于圖三中初級線圈線圈交替導(dǎo)通，取每路平均銅線橫截面積最大值A(chǔ)X0=0.5×AX1=0.07 cm2，因此初級線圈選用銅線橫截面積1.037 mm2絕緣導(dǎo)線7股繞4圈；次級選用選用銅線橫截面積0.8234 mm2絕緣導(dǎo)線2股繞44圈。

2.3 DC-DC輸出電路儲能濾波電感的設(shè)計

為了使輸出電流不出現(xiàn)間斷，濾波電感[4]設(shè)計比較簡單，首先要選好磁芯，通常這種場合采用內(nèi)部有氣隙的鉬鎳鐵合金（mopermalloy）磁環(huán)。輸出最小電感的計算公式（4）如下：

式中:Ton為估計最大電壓輸入下驅(qū)動管導(dǎo)通時間Ton=D/f2；Imin為預(yù)先知道的輸出端上負(fù)載的最小電流，取Imin=400 mA；變壓器輸出峰值電壓為Up=Uo/2D=500 V;經(jīng)計算 L≥3.12 mL，為了留取安全余量，實驗中取L=4 mL。

輸出濾波電容可以試輸出紋波電壓的達(dá)到一定的要求范圍之內(nèi)，這里設(shè)計的DC輸出文波峰峰值要求+500 mV。濾波電容的計算公式如(5)：

式中：Io為輸出負(fù)載的額定電壓Vripple為期望的輸出電壓紋波峰值電壓，取Vripple=150 mV，經(jīng)計算C=1 176 μF。

3 DC-AC逆變模塊設(shè)計

電動車DC-AC逆變模塊主要將直流400 V在SPWM控制電路和逆變電路下將其逆變?yōu)?20 V/50 Hz的交流電壓，外圍電路圖設(shè)計如圖3、圖4所示，圖3為SPWM波主控電路，圖4為全橋逆變電路。這里用固定頻率SPWM控制電路產(chǎn)生交流調(diào)制脈寬信號，通過光電隔離驅(qū)動逆變?nèi)珮螂娐穼C400 V逆變，由LC濾波電路輸出220 V/50 Hz正弦交流電壓。同時過流檢測和過壓檢測反饋信號可以防止輸出過壓、 過流對電路的影響。

圖3 SPWM波主控電路原理圖Fig.3 SPWM wave control circuit schematics

圖4 全橋逆變電路原理圖Fig.4 Full-bridge inverter circuit

3.1 DC-AC SPWM控制電路死區(qū)時間計算

本設(shè)計SPWM控制電路設(shè)計采用純正弦波逆變芯片TDS2285，該控制芯片的外圍電路如上圖3所示，其中主要包含蓄電池檢測電路，過流保護(hù)電路，交流檢測穩(wěn)壓反饋，故障報警，死區(qū)時間電路[5-6]。其中spwm死區(qū)時間關(guān)系到輸出交流波形的平滑度和逆變電路晶體管的安全導(dǎo)通。

死區(qū)電路時間由74HC00與74HC04之間的電容和電阻的充放電時間所決定。根據(jù)一階電路的零狀態(tài)響應(yīng):uc=Us-由于74HC00輸出高電平為Us=4.5 V，74HC04高電平輸入最低電壓為Uc=2.25 V，R=22 kΩ,C=47 PF，時估算延遲時間t=713 ns。設(shè)計中可控芯片為FGA25N120其開啟時間ton=60 ns，關(guān)斷時間toff=170 ns，可以消除死區(qū)時間的影響。

3.2 DC-AC全橋逆變輸出LC濾波電路設(shè)計

由上文圖4可看出，全橋逆變電路主要由光電隔離，全橋逆變，LC濾波電路組成，同時又具有發(fā)送給控制電路的過流檢測和過壓檢測信號。

為了使輸出具有平滑的220 V/50 Hz輸出，逆變輸出整流部分采用LC濾波電路的電容和電感的參數(shù)選擇是相當(dāng)重要的，這里采用經(jīng)驗法對濾波電容和電感的參數(shù)進(jìn)行計算[7]。電感參數(shù)的計算方法為公式(6)：

式中：前級輸出電壓，Ud=400 V；電感上最大紋波電流△Imax=0.2Io；載波頻率經(jīng)計算L≥2.6 mL。取L=3 mL。

LC濾波電路的截至頻率的計算方法為公式(7)：

式中：f為基波頻率，f=50 Hz，fhar為最低次諧波頻率。選取fc=10f=500 Hz,代入公式求得濾波電容C=33.8 μF。

4 實驗結(jié)果及分析

經(jīng)過對DC-DC-AC實驗原理的分析，計算電路器件所需參數(shù)，搭載實驗電路，完成電路的的安裝，不斷的調(diào)試，用示波器觀察所需波形，結(jié)果和理論相一致，表明實驗的可行性。

4.1 DC-DC實驗波形

前級DC-DC電路SG3525的PWM波形如圖5所示，PWM波頻率為26.2 kHz，輸出兩路互補(bǔ)的PWM波形。

圖5 SG3525輸出PWM波形Fig.5 SG3525 output of PWM waveform

4.2 DC-AC實驗波形

后級實驗波形主要為SPWM的測試和交流輸出的波形，由圖6為兩上橋臂SPWM互補(bǔ)驅(qū)動信號。均無毛刺，可可知SPWM波形輸出良好。

圖6 兩上管SPWM波形Fig.6 SPWM two waveforms on the tube

由于示波器的量程限制，加阻性負(fù)載分壓后交流衰減波形如圖7所示，交流輸出頻率50 Hz的光滑的正弦波，正弦波形良好，整個電路設(shè)計達(dá)到設(shè)計要求。

圖7 衰減后的交流輸出波形Fig.7 AC output waveform of the attenuated

5 結(jié)論

根據(jù)電動車的需要，本文將電動車直流48 V鉛酸電池逆變成交流220 V帶動交流電機(jī)，對DC-DC升壓電路部分工作原理和控制芯片SG3525特性的研究，確定了SG3525外圍電路的參數(shù)尤其是變壓器參數(shù)的確定；DC-AC逆變部分通過對SPWM波形、TDS2285的工作特性、輸出濾波起的影響，確定了逆變電路的搭載和輸出端的LC濾波器的計算，使波形平滑，符合設(shè)計要求。

[1]伍建，何禮高，付國清.Z源逆變器在提升電動汽車動力性能中的應(yīng)用研究[J].微電機(jī)，2010，44（5）:67-69.WU Jian,HE Li-gao,FU Guo-qing.Application of Z-source inverter in improving the dynamic performance of electric vehicles[J].Micromotor:2010，44（5）:67-69.

[2]蔡辰辰,陸元成,邱榮斌.反激式開關(guān)電源的變壓器電磁兼容性設(shè)計[J].華東理工大學(xué)學(xué)報,2007，33(4):589-592.CAI Chen-chen,LU Yuan-cheng,QIU Rong-bin.Electromagnetic compatibility design of flyback transformer in switching power supply[J].ECUSTJournal,2007，33(4):589-592.

[3]Marty Brown.開關(guān)電源設(shè)計與指南[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2006.

[4]薛轉(zhuǎn)花.開關(guān)電源中直流輸出濾波電感的設(shè)計[J].微電子技術(shù).2006(16):126-128.XUE Zhuan-hua.DC switching power supply output filter inductor design[J].Microelectronics Technology,2006(16):126-128.

[5]郝志燕，姜巖峰.DC_DC電源管理芯片中死區(qū)時間的研究[J].微電子學(xué).2012，42(6).770-773.HAO Zhi-yan,JIANG Yan-feng.The research of dead time of DC-DC power management[J].Microelectronics.2012，42(6):770-773.

[6]吳茂剛，趙榮祥，湯新舟.正弦和空間矢量 PWM逆變器死區(qū)效應(yīng)分析與補(bǔ)償 [J].中國機(jī)電工程學(xué)報,2006，26(12):101-105.WU Mao-gang,ZHAO Rong-xiang,TANG Xin-zhu.Dead time of sine and space vector PWM inverter effect analysis and compensation[J].Chinese Journal of Mechanical and Electrical Engineering,2006,26(12):101-105.

[7]俞楊威,金天均,謝文濤,等.基于PWM逆變器的LC濾波器[J].機(jī)電工程,2007，24（5）:50-52.YU Yang-wei,JIN Tian-jun,XIE Wen-tao,et al.PWM inverter based LC filter[J].Electrical and Mechanical Engineering,2007，24(5):50-52.