一種大電流寬頻帶跨導(dǎo)單元的設(shè)計(jì)

杜一騰，遲宗濤

（青島大學(xué) 山東 青島 266071）

在實(shí)驗(yàn)室里，已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了一種大電流功率放大器模型，也是一種聲頻放大器的改進(jìn)版，基本放大器能提供在±35 V范圍內(nèi)達(dá)到20 A的電流。功率放大器的設(shè)計(jì)是為了得到大開環(huán)增益帶寬，而輸出阻抗因?yàn)楣苍摧敵龇糯蠹壎档?，這樣就減小了整個(gè)電流放大器的輸出阻抗。這種問題的存在需要用不同的概念來重新設(shè)計(jì)電流放大器的結(jié)構(gòu)去解決，本設(shè)計(jì)采用了并聯(lián)的電流單元，同時(shí)把研究重點(diǎn)放在寬頻帶、大電流的跨導(dǎo)單元的設(shè)計(jì)上來，這種跨導(dǎo)單元就有更高的開環(huán)增益和輸出阻抗。

1 設(shè)計(jì)理論

在先前的設(shè)計(jì)中，輸出電流減小到最大5 A，另外加入了一些額外的電路，包含了輸出端的電流檢測電阻，接在此檢流電阻（分流器）上的精密差分放大器和在它之前起隔離作用、穩(wěn)定放大倍數(shù)的電壓跟隨器。加在檢流電阻RS上的電壓經(jīng)差分放大后，通過電阻R2反饋到輸入端，在運(yùn)算放大器的輸入端與輸入電壓進(jìn)行比較[1]，跨導(dǎo)放大器的原理簡圖如圖1所示。

測得先前的設(shè)計(jì)中輸出阻抗在頻率50 Hz時(shí)大約是1.2 kΩ，當(dāng)頻率上升到10 kΩ時(shí)，輸出阻抗下降到40Ω。若加入一個(gè)電流負(fù)反饋，那么輸出阻抗可以由下式計(jì)算：

圖1 跨導(dǎo)放大器原理簡圖Fig.1 Simplified schematics of transconductance amplifier

其中ZOA是運(yùn)算放大器A的輸出阻抗，AO是放大器的開環(huán)增益，β為反饋系數(shù)，可以看到輸出阻抗由三者決定。運(yùn)放的輸出阻抗ZOA因?yàn)楣采漭敵黾壎艿?，反饋系?shù)β取決于差分放大器AD的共模抑制比 （CMRR），它隨頻率升高而減小，這樣就減小了整個(gè)電流放大器的輸出阻抗。

若采用如圖2所示，有更高開環(huán)增益和輸出阻抗的采用電流鏡單元的跨導(dǎo)放大器，這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是：每一個(gè)單元內(nèi)控制器件的工作電流為最大峰值輸出電流的十分之一，而不需要單級電源電路去控制整個(gè)輸出電流。因此，總功率均勻耗散在每個(gè)單元中。另外，多個(gè)單元分流的設(shè)計(jì)的好處是在輸出電路中不需要一個(gè)低阻值檢流電阻就可以檢測電流，而且系統(tǒng)的帶寬與所并單元個(gè)數(shù)無關(guān)[2]。

圖2 并聯(lián)電流鏡單元的跨導(dǎo)放大器簡圖Fig.2 Simplified schematics of transconductance amplifier with paralleled current mirrors

2 改進(jìn)的跨導(dǎo)單元設(shè)計(jì)

如表1所示，理想的跨導(dǎo)放大器有無窮大的輸入和輸出電阻，共射放大級給跨導(dǎo)單元提供了合適值，正是因?yàn)樗泻艽蟮妮斎牒洼敵鲎杩埂?/p>

表1 各種類型的理想放大器的輸入輸出電阻Tab.1 Input and output resistances of different ideal amplifier type

在共射放大級的集電極輸出阻抗ZO由下式給定[3]：

這中情況是共源共柵放大器中的共射、共基連接中的典型形式，其中，信號的特征決定了Zcb的值，Zcb的值展現(xiàn)了在大信號環(huán)境下，特別是隨著頻率下降的情況下的主要失真原因。

如果設(shè)計(jì)一個(gè)結(jié)構(gòu)增加基極電流到集電極電流并且不在集電極上帶來額外負(fù)載，那么上面的影響就能減到最低。這樣，集電極輸出阻抗的表達(dá)式就變?yōu)?/p>

而且

3 改進(jìn)的前饋和反饋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

下面討論的是使Zce和Zcb減小的前饋、反饋拓?fù)鋯卧眚?yàn)證上面提出的理論。圖3所示是其中一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：

圖3 改進(jìn)的共源共柵模型電路Fig.3 Enhanced circuit of cascade model

Q2和Q3組合是達(dá)林頓管的正反饋結(jié)構(gòu)的一種派生結(jié)構(gòu)。在這里，達(dá)林頓管的所有優(yōu)點(diǎn)被保留，但是有一個(gè)很大的不同是：兩個(gè)三極管的Uce變化非常小，只有Q1的集電極在整個(gè)量程輸出電壓里擺動(dòng)。如果使用傳統(tǒng)的沒有共基級的達(dá)林頓連接，兩個(gè)三極管將會(huì)直接同輸出相連。在大信號激勵(lì)的情況下，他們兩個(gè)將會(huì)增加一個(gè)很大程度的斜率失真，這個(gè)模型的優(yōu)點(diǎn)是將共基極的基極電流返回到共射級的發(fā)射級，當(dāng)Zce和Zcb是非線性時(shí)，這種改進(jìn)結(jié)構(gòu)的電流通路表現(xiàn)得更加穩(wěn)定。

表2所示是通過測量采用了圖3的改進(jìn)型輸出級和通用共發(fā)射極互補(bǔ)輸出級的THD（總諧波失真）來驗(yàn)證設(shè)計(jì)效果。兩種模型都沒有整體反饋的加入，所以增益只由輸出端的電阻決定。相同的電路也可以應(yīng)用到聲頻放大器，來驅(qū)動(dòng)輸出端的功率MOSFET。

表2 達(dá)林頓和共源共柵輸出模型的THD測量值Tab.2 Measured THD value of Darlington and cascade output models

4 跨導(dǎo)單元的PSpice模型

圖 4所示是 BJT型跨導(dǎo)單元的 PSpice模型，Q3、Q5、Q6和 Q7、Q8、Q10組 成 了增益為 20 dB 的輸 入 緩 沖級 ，Q1、Q2、Q4和 Q9、Q11、Q12組成了輸出級[4]，模型在 0.1 Ω 到 100 kΩ 負(fù)載下測試。

在PSpice模型特性里的戴維南模型[5]里，可以計(jì)算在兩個(gè)不同的頻率點(diǎn)（直流和1 kHz）的輸出阻抗，將輸出級末端的兩個(gè)BJT三極管的管型換為MOSFET再進(jìn)行測量，兩種模型結(jié)果分別如圖5和圖6所示。放大器的輸出阻抗可由下式計(jì)算：

圖4 BJT型跨導(dǎo)單元的PSpice模型Fig.4 PSpice model of BJT transconductance cell

其中，zL是負(fù)載阻抗，iA是放大器的最大電流，iL是負(fù)載電流。同樣使用100 kΩ的負(fù)載，兩個(gè)模型的最大不同之處是：BJT模型的輸出阻抗計(jì)算約為25 kΩ，而使用MOSFET的模型輸出級的輸出阻抗在1 MΩ以上的很理想的值。另一個(gè)不同是在開環(huán)帶寬上，BJT模型的帶寬 （-3dB@106kHz）比MOSFET 放大級（-3db@19kHz）要寬。

圖5 BJT跨導(dǎo)單元模型的開環(huán)增益和相頻特性Fig.5 Open-loop gain and phase-frequency curves of BJT transconductance cell model

圖6 MOSFET跨導(dǎo)單元模型的開環(huán)增益和相頻特性Fig.6 Open-loop gain and phase-frequency curves of MOSFET transconductance cell model

5 結(jié)束語

文中展示了一種改進(jìn)增強(qiáng)的共源共柵拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)單元設(shè)計(jì)，并通過PSpice[7]仿真驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性。在實(shí)際的跨導(dǎo)單元中，因子β決定于差分放大器的共模抑制比，跨導(dǎo)單元的輸出阻抗同共模抑制比一樣，都是隨頻率降低，若加入適當(dāng)?shù)牟罘址糯箅娐?，可以改善在電流檢測級的共模抑制比低的問題[6]，同時(shí)，除了文中仿真的兩種類型的輸出元件，還可以用IGBT替代。

[1]王景元.跨導(dǎo)放大器的設(shè)計(jì)與研究[J].電測與儀表，1994，31（7）:9-11.WANG Jing-yuan.Design and research on transconductance amplifier[J].Electrical Measurement&Instrumentation，1994，31（7）:9-11.

[2]Laug O B.A 100 A，100 kHz transconductance amplifier[J].Instrumentation and Measurement， IEEE Transactions on，1996，45（2）:440-444.

[3]Hawksford M J.Reduction of transistor slope impedance dependent distortion in large-signal amplifiers[J].Journal of the Audio Engineering Society，1988，36（4）:213-222.

[4]鈴木雅臣.晶體管電路設(shè)計(jì)[M].北京:科學(xué)出版社，2004.

[5]李世瓊，宗偉.基于PSpice的電路計(jì)算機(jī)輔助分析[M].北京:中國電力出版社，2007.

[6]Owen B.Laug，圓方.大電流寬頻帶跨導(dǎo)放大器[J].國外計(jì)量，1990（6）:40-42.Owen B.Laug，YUANFang.Large current wide-band transconductance amplifier[J].Abroad Measurement，1990（6）:40-42.

[7]孫旭，王利民，張喜波.Tesla變壓器初級電流分布優(yōu)化[J].現(xiàn)代應(yīng)用物理，2014（3）:196-200.SUN Xu，WANG Li-min，ZHANG Xi-bo.Tesla transformer primary current distribution optimization[J].Modern Applied Physics，2014（3）:196-200.