MPPT控制Boost變換器的一種軟開關(guān)實現(xiàn)策略*

王雪晴，杜豪杰

(平頂山學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，河南平頂山467000)

由于小型并網(wǎng)直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)的發(fā)電機具有輸入電壓低，電壓范圍寬等特點，為了達到并網(wǎng)220 V交流輸出的需求，需要直流母線電壓達到380 V以上［1］，因此要求功率變換器具備升壓能力且能耐受較強的電壓浮動。常見的解決辦法是在風(fēng)機的輸出端和逆變器的輸入端接入高頻功率變換器［2-4］。因此本文的功率變換采用了二極管整流器+Boost變換器+單相逆變器的方案，其中Boost變換器負責(zé)將浮動的直流電斬波升壓得到穩(wěn)定的直流電壓并實現(xiàn)MPPT控制。

為了實現(xiàn)高效率DC/DC功率變換，軟開關(guān)技術(shù)成為研究熱點［5-8］。Boost變換器因為只有一個全控開關(guān)管，所以要實現(xiàn)軟開關(guān)需要在電路中增加開關(guān)管或輔助換流電路，這不僅增加了變換器的成本，同時也降低了產(chǎn)品的可靠性［8-10］。文獻［8］提出了一種應(yīng)用于Boost變換器的同步整流加電感電流反向的軟開關(guān)策略，該策略利用同步整流管實現(xiàn)輔助換流，并且變換器工作在DCM模式下。但是該策略也需要增加一個開關(guān)管，而且只適用于輸出電壓較低的場合。文獻［9］將Boost PFC變換器設(shè)計在DCM模式下，實現(xiàn)了開關(guān)管和續(xù)流二極管的零電流開通，續(xù)流二極管的反向恢復(fù)得到消除。

總結(jié)現(xiàn)有的文獻報道，關(guān)于MPPT控制Boost變換器的參數(shù)設(shè)計及軟開關(guān)實現(xiàn)策略研究內(nèi)容較少，為此本文提出了MPPT控制Boost變換器的一種軟開關(guān)實現(xiàn)策略，即將MPPT控制Boost變換器設(shè)計在DCM模式下。為了實現(xiàn)上述目標，首先推導(dǎo)了MPPT控制Boost變換器的等效負載及工作模式系數(shù)，該工作模式系數(shù)和輸入電壓以及輸入電感值有關(guān)。然后借助工作模式分析推導(dǎo)得到MPPT控制Boost變換器的輸入電感的臨界值，最后設(shè)計輸入電感為臨界值，使得變換器在全輸入電壓范圍內(nèi)工作在DCM狀態(tài)下，實現(xiàn)自然的軟開關(guān)。相比于以往的軟開關(guān)實現(xiàn)策略，本文的策略是通過合理設(shè)計輸入電感值實現(xiàn)的，無需增加開關(guān)器件或輔助換流電路，控制簡單，是一種可以在小功率風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)等需要實現(xiàn)MPPT控制的應(yīng)用場合推廣的軟開關(guān)實現(xiàn)策略。

1 MPPT控制Boost變換器的應(yīng)用

小型并網(wǎng)直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)(如圖1所示)由二極管整流器，Boost變換器及單相逆變器組成。其中風(fēng)力發(fā)電機是由風(fēng)力機和永磁同步發(fā)電機組成的。風(fēng)力發(fā)電機的交流輸出經(jīng)過功率變換得到電壓和頻率均可調(diào)的交流電并入電網(wǎng)。二極管整流器和Boost變換器構(gòu)成系統(tǒng)的AC/DC變換器，如圖2所示。二極管整流器將電機發(fā)出的交流電整流成電壓浮動的直流電，該直流電經(jīng)Boost變換器斬波升壓得到穩(wěn)定的直流電壓并實現(xiàn)MPPT，最后Boost變換器的輸出通過單相逆變器并入電網(wǎng)中。本系統(tǒng)中，Boost變換器的輸入電壓范圍為100 V～300 V，輸出電壓為400 V，輸出負載為500 W。

圖1 小型并網(wǎng)直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)

圖2 AC/DC變換器

2MPPT控制Boost變換器的等效負載

為了實現(xiàn)MPPT控制，Boost變換器可以按照額定負載來設(shè)計，但是在風(fēng)速較低時，也就是低輸入電壓時，變換器的輸出負載要顯著地小于額定電壓下，如果在全輸入電壓范圍內(nèi)都按照最大輸出負載來設(shè)計，明顯地，器件的電流應(yīng)力要增加很多，器件利用率降低。如果用風(fēng)機的MPPT負載曲線來設(shè)計，則會增加設(shè)計復(fù)雜性?；谏鲜鲈颍疚奶岢隽艘环N實現(xiàn)MPPT控制的負載等效方法:風(fēng)機的輸出功率與二極管整流器的輸出電壓成正比關(guān)系。

圖3為風(fēng)機的輸出功率與轉(zhuǎn)速的關(guān)系特性曲線［3］。由圖可知，風(fēng)機工作在某一固定轉(zhuǎn)速下時，風(fēng)機的輸出功率與風(fēng)速成正比。在固定風(fēng)速下存在某一轉(zhuǎn)速，使得風(fēng)機輸出功率最大。將不同風(fēng)速下的最大功率輸出點連接起來，如圖3的實線所示。該曲線就稱作最佳功率負載線，簡稱MPPT曲線?？刂骑L(fēng)機始終工作在MPPT曲線上就是風(fēng)機控制系統(tǒng)的控制目標。

圖3 風(fēng)機輸出功率特性曲線

文獻［4］給出了MPPT控制的實現(xiàn)條件，即風(fēng)機需要工作在最佳尖速比下。此時，風(fēng)機的轉(zhuǎn)速與風(fēng)速滿足正比關(guān)系，同時風(fēng)機的最大輸出功率也可以用風(fēng)速表示:

式中，n為風(fēng)機轉(zhuǎn)速;v為風(fēng)速;K1、K2和K3為風(fēng)機的結(jié)構(gòu)常數(shù);Pmax是風(fēng)機的最大輸出功率。

圖4 負載等效曲線

本文提出了一種實現(xiàn)MPPT控制的負載等效方法，如圖4所示，圖中虛線為MPPT負載曲線，實線為實現(xiàn)MPPT的負載等效曲線。從圖上可以看出，負載等效的原則是進行線性近似，在全輸入電壓范圍內(nèi)，等效負載均大于實際負載，這種處理方法可以極大地簡化設(shè)計過程，同時又不至于顯著地增加器件的電流應(yīng)力。在全輸入范圍內(nèi)，風(fēng)機的輸出功率可以表示為:

式中Pout_max表示風(fēng)機最大風(fēng)速下對應(yīng)的最大輸出功率，Vin_max為風(fēng)機最大輸出功率下Boost變換器的輸入側(cè)電壓。Pout和Vin分別為風(fēng)機在不同風(fēng)速下的輸出功率以及對應(yīng)的Boost變換器的輸入側(cè)電壓。

3 MPPT控制Boost變換器軟開關(guān)實現(xiàn)策略

3.1 Boost變換器的工作模式系數(shù)

根據(jù)Boost變換器的輸入電感的電流值最小值與零的關(guān)系［5-6］，Boost變換器的工作模式可以分為臨界導(dǎo)通模式BCM(Boundary Conduction Mode)、連續(xù)導(dǎo)通模式CCM(Continuous Conduction Mode)和不連續(xù)導(dǎo)通模式DCM(Discontinuous Conduction Mode)。其中BCM為電感電流最小值恰好為零的情況，CCM為電感電流最小值大于零的情況，DCM為電感電流最小值等于零，且維持一段時間的情況。

當輸入電感的電感值恰好使得變換器工作在BCM模式下時，該電感值即稱為臨界電感。這里對臨界電感進行推導(dǎo):

當變換器工作在CCM模式下時，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的關(guān)系、輸入電流Iin和輸出電流Iout的關(guān)系分別滿足:

式中，D為變換器的工作占空比。

一個開關(guān)周期Ts中，在DTs的導(dǎo)通時間內(nèi)，應(yīng)有電感電流變化量ΔiL小于穩(wěn)態(tài)值IL，即:

式中，Lin為變換器的輸入電感值。

聯(lián)立式(4)～式(6)可得:

式中，fs為變換器的工作頻率;Rout為變換器的輸出負載。

工作模式系數(shù)K定義為:

可以發(fā)現(xiàn)，在選定的工作頻率與額定負載下，模式系數(shù)K只和輸入電感值Lin有關(guān)。

臨界工作模式系數(shù)Kcri定義為:

可以發(fā)現(xiàn)，在不同的占空比下，臨界工作模式系數(shù)的值不同。當K=Kcri時，電感電流紋波與電感電流平均值相等，變換器工作在BCM模式下;當K＞Kcri時，推導(dǎo)可得電感電流紋波小于電感電流平均值，變換器工作在CCM模式下;當K＜Kcri時，變換器工作在DCM模式下。

圖5為Boost變換器的工作模式圖。圖中實線為臨界工作模式系數(shù)，虛線為某輸入電感值下的工作模式系數(shù)。0～D1以及D2～1占空比區(qū)間內(nèi)，因為K＞Kcri，因此變換器工作在CCM模式;D1～D2占空比區(qū)間內(nèi)，因為K＜Kcri，因此變換器工作在DCM模式。

圖5 Boost變換器工作模式

3.2 MPPT控制Boost變換器的工作模式系數(shù)

聯(lián)立式(3)和式(8)，可得實現(xiàn) MPPT控制Boost變換器等效負載下的工作模式系數(shù):

圖6中顯示了輸入電感Lin分別為200 μH、220 μH和240 μH下的工作模式圖。以220 μH的輸入電感值為例，變換器的工作區(qū)域如圖6中斜線區(qū)域所示，在該區(qū)域中，滿足Kcri＞K，因此變換器工作在DCM模式下，變換器能夠?qū)崿F(xiàn)自然的軟開關(guān)。

圖6 MPPT控制Boost變換器工作模式

3.3 軟開關(guān)實現(xiàn)策略

變換器工作時，設(shè)計占空比調(diào)節(jié)范圍為(Dmin，Dmax)。要使變換器在全輸入電壓范圍內(nèi)工作DCM模式需要滿足:

將式(9)和式(10)代入得:

化簡得到臨界電感值為:

因此本文所提出的軟開關(guān)實現(xiàn)策略可以表示為:

4 仿真驗證

為了驗證本文的軟開關(guān)實現(xiàn)策略的準確性，進行了仿真實驗，仿真電路如圖7所示。仿真主要參數(shù)為:輸入電壓為100 V～300 V;輸出電壓為400 V;風(fēng)機峰值輸出功率為500 W;開關(guān)頻率為100 kHz;設(shè)計占空比為0.25～0.75。將這些參數(shù)代入式(14)得輸入電感值Lin為225 μH。

圖7 仿真電路圖

圖8為不同輸入電壓下滿載仿真波形，橫坐標為時間，20 μs/格，縱坐標為電流值，1 A/格。不同輸入電壓下的負載按式(9)給定。圖8(a)、8(b)和8(c)分貝為100 V、200 V和300 V的輸入電壓下輸入電感的電流波形?？梢园l(fā)現(xiàn)，在100 V和300 V的輸入電壓下，變換器近似工作在BCM模式下。而在200 V輸入電壓下，電感電流已經(jīng)過零，而且出現(xiàn)負值，這是因為變換器已經(jīng)進入DCM模式，在過零時段內(nèi)輸入電感與MOSFET的寄生電容發(fā)生諧振，導(dǎo)致電感電流出現(xiàn)負值?？梢娮儞Q器在全輸入電壓范圍內(nèi)都能工作在DCM模式，實現(xiàn)了自然的軟開關(guān)，仿真現(xiàn)象和理論分析吻合。

圖8 仿真波形

5 總結(jié)

本文提出了MPPT控制Boost變換器的一種軟開關(guān)實現(xiàn)策略:設(shè)計輸入電感值為臨界值使得變換器工作在DCM模式下。在該策略下，因為實現(xiàn)了軟開關(guān)，因此變換器工作在比較高的工作頻率，所需輸入電感也會比較小。但是變換器工作在DCM模式，電流紋波較大，因此這種軟開關(guān)Boost變換器設(shè)計策略適用于kW級以內(nèi)的要求實現(xiàn)MPPT控制的功率變換系統(tǒng)中。

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