W頻段機(jī)場(chǎng)異物探測(cè)雷達(dá)收發(fā)前端*

裴乃昌

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所，成都610036)

1 引言

W頻段FMCW雷達(dá)由于其波束窄、分辨率高的優(yōu)點(diǎn)，非常適合近距離對(duì)微小目標(biāo)的探測(cè)。W頻段FMCW收發(fā)前端是W頻段異物探測(cè)雷達(dá)的關(guān)鍵部件之一。受?chē)?guó)內(nèi)基礎(chǔ)器件發(fā)展緩慢的影響，國(guó)內(nèi)外在W頻段收發(fā)前端的研究差距較為明顯。國(guó)外在20世紀(jì)90年代初就開(kāi)展了W頻段毫米波收發(fā)前端的研究工作[1]，目前國(guó)外基于CMOS工藝進(jìn)行了低成本的W頻段收發(fā)組件的研究工作[2]，并基于 W頻段FMCW收發(fā)前端開(kāi)展了直升機(jī)防撞FMCW雷達(dá)、成像雷達(dá)等研究工作[3－4]。國(guó)內(nèi)在W頻段的毫米波組件研究較少，大部分研究多是基于混頻器、倍頻器等器件[5－7]。

W頻段毫米波信號(hào)頻率高，波長(zhǎng)短，對(duì)電路加工、結(jié)構(gòu)加工、組裝工藝等多方面提出了苛刻的要求。W頻段FMCW收發(fā)組件需要解決以下幾個(gè)問(wèn)題:

第一，由于功率放大器單片輸出功率低，約為100 mW，需要采用功率合成技術(shù)實(shí)現(xiàn)大功率發(fā)射。而采用Ka頻段功率合成器擴(kuò)頻至W頻段，功率合成器對(duì)結(jié)構(gòu)加工精度要求提高，導(dǎo)致電路結(jié)構(gòu)加工無(wú)法實(shí)現(xiàn)。本文采用T形接頭的理論計(jì)算公式，對(duì)波導(dǎo)合成器進(jìn)行了電路建模，采用電路分析的方法重新計(jì)算波導(dǎo)合成器的電路參數(shù)，降低了對(duì)結(jié)構(gòu)加工精度的要求;

第二，為了提高收發(fā)組件的集成度，不能采用波導(dǎo)濾波器體。軟基片電路加工精度低，無(wú)法滿(mǎn)足微帶濾波器的加工要求。本文采用石英薄膜電路加工工藝，實(shí)現(xiàn)了微帶帶通濾波器設(shè)計(jì);

第三，由于芯片組裝工藝引入的鍵和金絲在W頻段的影響不能忽略，本文采用一種金絲匹配電路設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了接收信道的低噪聲放大。

2 W頻段FMCW收發(fā)前端設(shè)計(jì)方案

W頻段FMCW收發(fā)前端工作原理如圖1所示。收發(fā)前端包括一路激勵(lì)發(fā)射、一路校準(zhǔn)發(fā)射和兩路接收通道。激勵(lì)發(fā)射支路實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入激勵(lì)信號(hào)的6次倍頻、放大、濾波和功率放大，同時(shí)激勵(lì)發(fā)射支路具備自檢功能和功率控制功能。由于目前現(xiàn)有器件輸出功率水平不能滿(mǎn)足項(xiàng)目需求，需要采用功率合成技術(shù)提高模塊的輸出功率。校準(zhǔn)支路實(shí)現(xiàn)對(duì)校準(zhǔn)信號(hào)的6次倍頻濾波。兩路接收通道實(shí)現(xiàn)對(duì)毫米信號(hào)的低噪聲放大、I/Q混頻，接收支路具備幅度檢測(cè)功能，并根據(jù)正常工作狀態(tài)和校準(zhǔn)需要，可關(guān)斷幅度檢測(cè)功能。

圖1 W頻段FMCW收發(fā)前端工作原理框圖Fig.1 The principle block diagram of W －band FMCW transceiver front－end

3 關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)

3.1 功率合成電路設(shè)計(jì)

采用波導(dǎo)正交耦合電路與波導(dǎo)雙探針電路實(shí)現(xiàn)4路功率合成是非常普遍的做法，尤其在Ka頻段已經(jīng)非常成熟。采用Ka頻段毫米波波導(dǎo)正交耦合器模型擴(kuò)頻到W頻段，在初樣設(shè)計(jì)中發(fā)現(xiàn)波導(dǎo)耦合電路的加工精度很高，加工精度要求±0.015 mm，現(xiàn)有加工精度±0.02 mm，無(wú)法滿(mǎn)足加工要求。通常采用的電磁場(chǎng)仿真工具仿真計(jì)算非常緩慢，且不易求解模型的最優(yōu)解。若能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)波導(dǎo)正交耦合器的集中參數(shù)電路建模，則可以大大提高電路的仿真計(jì)算的速度，更易求解。通過(guò)查閱文獻(xiàn)，波導(dǎo)T形接頭可采用等效電路進(jìn)行建模，如圖2(a)所示。1端口為輸入端，2端口為直通端，3端口為耦合端。

圖2 波導(dǎo)T形接頭三維結(jié)構(gòu)及其等效電路模型Fig.2 The three － dimensional structure and equivalent circuit of waveguide T junction

設(shè)直通波導(dǎo)長(zhǎng)寬為a×b，耦合波導(dǎo)耦合縫寬w，則T形接頭可用如公式(1)表示[8]:

其中，Z0為波導(dǎo)阻抗，λg為波導(dǎo)波長(zhǎng)。

波導(dǎo)正交耦合器是多個(gè)T形接頭連接，波導(dǎo)正交耦合器等效電路可建模如圖3所示。再將兩個(gè)正交耦合器背靠背仿真，計(jì)算合成網(wǎng)絡(luò)的傳輸損耗。圖4和圖5中給出了兩組仿真數(shù)據(jù)。在不計(jì)算加工公差的境況下，兩種合成電路的傳輸損耗都小于0.6 dB(背靠背仿真)。但是在加工公差為±0.03 mm的情況下，合成電路的傳輸損耗變化很明顯，圖4的數(shù)據(jù)明顯不可用，圖5數(shù)據(jù)具有良好的容差特性。通過(guò)合理選擇耦合縫隙寬度并優(yōu)化設(shè)計(jì)，最終實(shí)現(xiàn)W頻段波導(dǎo)合成電路實(shí)測(cè)結(jié)果，帶內(nèi)插入損耗不大于0.6 dB。

圖3 波導(dǎo)正交耦合器電路模型Fig.3 Circuit model of orthogonal coupler waveguide

圖4 窄耦合縫寬±0.03 mm公差仿真數(shù)據(jù)Fig.4 The simulation data of narrow coupling gap width with ±0.03 mm tolerance

圖5 寬?cǎi)詈峡p徑寬±0.03 mm公差仿真數(shù)據(jù)Fig.5 The simulation data of wide coupling gap width with ±0.03 mm tolerance

3.2 微帶濾波器電路設(shè)計(jì)

發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)6次倍頻后發(fā)射，倍頻過(guò)程中產(chǎn)生的n次諧波，尤其是5次和7次，發(fā)射功率比較大，必須采用濾波器進(jìn)行濾波處理。在W頻段常常采用波導(dǎo)濾波器[9]和微帶濾波器進(jìn)行抑制。波導(dǎo)濾波器具有Q值高、傳輸損耗小的優(yōu)點(diǎn)，但是其電路形式為波導(dǎo)，無(wú)法實(shí)現(xiàn)平面的集成設(shè)計(jì)。采用軟基片設(shè)計(jì)的微帶濾波器則存在介質(zhì)損耗高缺點(diǎn)，軟基片Duriod5880的介質(zhì)損耗角0.6‰，同時(shí)軟基片加工精度±0.025 mm，也無(wú)法滿(mǎn)足設(shè)計(jì)加工精度的需要。

石英薄膜材料具有低的介質(zhì)損耗角0.015‰，比常用的軟基片材料低了一個(gè)量級(jí)。同時(shí)石英薄膜電路的加工精度非常高±0.0025 mm，比軟基片的加工工藝高一個(gè)量級(jí)。采用石英材料設(shè)計(jì)的微帶濾波器具有傳輸損耗低、加工精度高的優(yōu)點(diǎn)，采用石英電路設(shè)計(jì)的微帶濾波器電路如圖6所示。采用安立的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)石英薄膜濾波器進(jìn)行測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如圖7所示。扣除波導(dǎo)微帶探針和微帶傳輸線的傳輸損耗，則石英薄膜微帶濾波器的帶內(nèi)傳輸損耗優(yōu)于1 dB。

圖6 石英薄膜濾波器模型Fig.6 The quartz thin － film filter model

圖7 石英薄膜濾波器測(cè)試結(jié)果Fig.7 The test result of quartz thin film filter

3.3 低噪聲放大電路設(shè)計(jì)

低噪聲放大器位于接收機(jī)的前級(jí)，其噪聲系數(shù)直接決定了接收通道的噪聲系數(shù)。低噪聲放大器芯片鍵合金絲引入的電感量約為70 fH/0.1mm。假設(shè)芯片鍵合金絲數(shù)量為兩根，長(zhǎng)度為0.15 mm，采用ADS建模仿真可得在Ka頻段其引入的插入損耗約小于0.1 dB，而在W頻段鍵合金絲的影響已經(jīng)不可忽略，如圖8所示。采用金絲匹配電路，由于鍵合金絲引入的為電感量，采用容性匹配電路，通過(guò)LC諧振降低引線電感帶來(lái)的影響。容性匹配電路可采用枝節(jié)線和高低阻抗線來(lái)實(shí)現(xiàn)，金絲匹配電路匹配后仿真結(jié)果如圖9所示。

圖8 鍵和金絲傳輸損耗仿真結(jié)果Fig.8 The bonding wire transmission loss simulation result

圖9 金絲匹配后仿真數(shù)據(jù)Fig.9 The matched bonding wire transmission loss simulation result

4 測(cè)試結(jié)果

W頻段FMCW收發(fā)組件最終實(shí)物圖如圖10所示，其外形尺寸為100 mm×80 mm×25 mm。采用功率計(jì)、噪聲系數(shù)分析儀、頻譜分析儀及其擴(kuò)頻設(shè)備對(duì)收發(fā)前端的主要技術(shù)指標(biāo)進(jìn)行了測(cè)試，其主要測(cè)試結(jié)果為:工作頻率為 W頻段;發(fā)射功率大于360 mW;發(fā)射帶寬大于1 GHz;接收噪聲系數(shù)小于5 dB;接收增益大于14 dB;接收帶寬大于1 GHz;發(fā)射雜散抑制大于60 dBc。

功率合成電路無(wú)源測(cè)試時(shí)其合成效率為87%，發(fā)射支路采用4個(gè)功率放大器單片合成輸出，功率放大器單片輸出功率約為110 mW，計(jì)算功率合成效率約為82%。合成效率降低的原因是4個(gè)功率放大器生產(chǎn)批次不一致，其中一只功率放大器漏極電流偏大，導(dǎo)致4路相位不一致，降低了合成效率。低噪聲放大器噪聲系數(shù)典型值4.5 dB，考慮波導(dǎo)探測(cè)針電路等其他的傳輸損耗，收發(fā)前端的噪聲系數(shù)的理論值與測(cè)試結(jié)果比較吻合。W頻段收發(fā)前端已經(jīng)交付用戶(hù)使用，并完成了機(jī)場(chǎng)異物探測(cè)雷達(dá)的地面演示驗(yàn)證試驗(yàn)。

圖10 W頻段FMCW收發(fā)前端實(shí)物圖Fig.10 The physical picture of W －band FMCW transceiver front－end

5 結(jié)論

本文提出了波導(dǎo)合成器的集中參數(shù)電路建模方式，極大增加了波導(dǎo)合成器仿真優(yōu)化的靈活性。通過(guò)仿真優(yōu)化設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了W頻段波導(dǎo)功率合成電路的高容差設(shè)計(jì)與開(kāi)發(fā)。改進(jìn)了W頻段微帶帶通濾波器的電路設(shè)計(jì)加工手段，提高了W頻段收發(fā)組件集成度。針對(duì)高頻段芯片組裝工藝的影響，優(yōu)化設(shè)計(jì)了金絲匹配電路，最終實(shí)現(xiàn)了收發(fā)組件的低噪聲接收。W頻段功率合成電路的傳輸損耗為0.6 dB，導(dǎo)致其損耗偏大的原因是微帶線的傳輸損耗較大，并且軟基片的電路加工工藝公差較大?？刹捎檬⒒奶鎿Q軟基片，以提高電路的加工精度，降低微帶線的傳輸損耗。

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