王林 ,胡國(guó)文,2,王銀杰
(1.江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013;2.鹽城工學(xué)院電氣工程學(xué)院,江蘇 鹽城 224001)
近年來(lái),基于風(fēng)力發(fā)電,光伏發(fā)電及燃料電池的分布式并網(wǎng)發(fā)電技術(shù),得到了廣泛關(guān)注,成為人類(lèi)能源可持續(xù)發(fā)展戰(zhàn)略的重要組成部分[1]。可再生能源分布式發(fā)電并網(wǎng)控制技術(shù)成為研究的重要課題之一,而并網(wǎng)技術(shù)中逆變電源的性能在很大程度上依賴(lài)于鎖相環(huán)(PLL)對(duì)電網(wǎng)電壓,電流同步信號(hào)檢測(cè)與跟蹤能力。
鎖相環(huán)按其鑒相方式不同可分為基于周期控制的鎖相環(huán)和基于瞬時(shí)無(wú)功理論的鎖相環(huán),基于周期控制的鎖相環(huán)技術(shù),雖然控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,易于實(shí)現(xiàn);但是在電網(wǎng)電壓畸變條件下,存在多個(gè)過(guò)零點(diǎn),會(huì)導(dǎo)致鎖相失敗[2-8]?;谒矔r(shí)無(wú)功理論的鎖相環(huán)技術(shù)具有瞬時(shí)鑒相調(diào)節(jié),動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程快的特點(diǎn),被廣泛關(guān)注和研究,但在電網(wǎng)畸變條件下有直流偏移和2次諧波產(chǎn)生。文獻(xiàn)[9]把有源濾波技術(shù)中的二階廣義積分器引入鎖相控制策略中,有效提高了鎖相的效率和精度,但在系統(tǒng)存在直流偏移和2次諧波擾動(dòng)問(wèn)題,針對(duì)上述問(wèn)題,本文提出優(yōu)化鑒相控制結(jié)構(gòu)和添加陷波器濾波(notch filter,NF)的解決方案?;趦?yōu)化廣義積分的鎖相系統(tǒng)具有自適應(yīng)濾波特性,獲得了較佳的動(dòng)態(tài)特性。
三相并網(wǎng)逆變電源如圖1所示,其中Udc是分布式電源供給,本文研究對(duì)象為中小功率系統(tǒng),一般采用電感L消除開(kāi)關(guān)諧波,通過(guò)PLL實(shí)現(xiàn)逆變電源輸出與電網(wǎng)電壓匹配,使系統(tǒng)運(yùn)行于單位功率因數(shù)并網(wǎng)狀態(tài)。
圖1 并網(wǎng)逆變電源主電路Fig.1 Main circuitofgrid-connected inverter
單相逆變電源中鎖相環(huán),常見(jiàn)的是采用瞬時(shí)無(wú)功理論和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換的方式,在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中將交流信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷餍盘?hào),然后采用經(jīng)典PI控制,移相模塊常采用輸入電壓移相90°構(gòu)成正交兩相,但是存在濾波延時(shí)與動(dòng)態(tài)響應(yīng)之間的矛盾。在上述鎖相環(huán)控制結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上,文獻(xiàn)[9]提出了基于二階廣義積分器的PLL,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。但是在電網(wǎng)電壓畸變時(shí),含有直流成分,以及離散化造成的2次諧波問(wèn)題,會(huì)導(dǎo)致鎖相不理想,甚至鎖相失敗。針對(duì)上述問(wèn)題,提出添加直流控制環(huán)消除直流擾動(dòng),系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)中增加陷波器環(huán)節(jié),進(jìn)行特定次諧波濾除,優(yōu)化廣義積分鎖相控制機(jī)構(gòu)。
圖2 PLL控制系統(tǒng)框圖Fig.2 Controlblock diagram ofPLL
數(shù)字處理器的快速發(fā)展,使得數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)得到廣泛應(yīng)用。離散化過(guò)程中存在偏差,使鑒相結(jié)構(gòu)產(chǎn)生非理想相位移,進(jìn)而在鎖相系統(tǒng)中產(chǎn)生2次諧波,致使系統(tǒng)受2次諧波影響。
2次諧波產(chǎn)生的原理分析如下:設(shè)非理想相位移δ,Vα,與Vβ的夾角為θ=90°+δ,則可得:
設(shè) θ~與θ相等,則sinδ≈δ,cosδ≈1,由式(1)、式(2)可得:
由上式可以看出系統(tǒng)中有2次諧波的產(chǎn)生,經(jīng)過(guò)PI調(diào)解后使鎖相輸出中含有2倍頻偏差,這一偏差會(huì)使相位產(chǎn)生偏移,鎖相存在穩(wěn)態(tài)誤差,甚至導(dǎo)致鎖相失敗。
二階通用廣義積分移相模塊結(jié)構(gòu)圖如圖3所示,Vα,Vβ的傳遞函數(shù)如下式所示:
從式(4)中顯然可以看出Vα是帶通濾波器,可以濾除直流成分,無(wú)移相;從式(5)可知Vβ移相90°,是低通濾波器,如果輸入端含有直流成分,無(wú)法濾除直流成分,將受其干擾,使鎖相結(jié)果產(chǎn)生偏移。
圖3 廣義積分模塊框圖Fig.3 Generalized integrator block diagram
基于上述相位偏移分析,本文提出在鑒相環(huán)節(jié)增加直流控制環(huán)來(lái)抵消直流造成的相位偏移和添加陷波器環(huán)節(jié)進(jìn)行濾波的控制結(jié)構(gòu)進(jìn)行系統(tǒng)優(yōu)化,優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。
圖4 優(yōu)化后PLL控制框圖Fig.4 Control block diagram of optimized PLL
圖5 優(yōu)化后廣義積分模塊框圖Fig.5 Optimized generalized integrator block diagram
圖5是改進(jìn)后的廣義積分鑒相系統(tǒng)框圖,與圖4比較,可以看出增加了直流控制環(huán)。相應(yīng)的鑒相機(jī)構(gòu)傳遞函數(shù)如下:
從式(6)可知,Vα是帶通濾波器,可以濾除直流成分,無(wú)移相;從式(7)可知Vβ是帶通濾波器,移相90o,如果輸入端含有直流成分,可以濾除直流,克服了直流成分形成的偏移;Vdc等于輸入信號(hào)的直流成分。Vα,Vβ系統(tǒng)伯德圖如圖6所示。
圖6 不同k,k0取值時(shí)廣義積分器伯德圖Fig.6 Bode plots of generalized integrator for differentvalues of k,k0
直流控制環(huán)增益k0較小時(shí),直流含量消除比較緩慢;較大時(shí)會(huì)在正交信號(hào)中產(chǎn)生震蕩,因此k0的取值必須合適。k0與k的關(guān)系如下式:
為了克服相位移偏差時(shí),產(chǎn)生的2次諧波干擾問(wèn)題,提出用陷波器濾波的方法,因此需要構(gòu)造的陷波器傳遞函數(shù)DNF(s)如下式:
式中:Q為陷波器的品質(zhì)因數(shù);ωres=2ω。陷波器在頻率ωres處,其增益為0,對(duì)于偏離ωres的信號(hào),由于s2+遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于Q s,其增益為1。
基于Matlab/Simulink建立本文提出的控制方法的PLL仿真模型。仿真系統(tǒng)中參數(shù)k取1,k0取0.5,Kp取60,Ki取0.75。
在2 s時(shí)輸入端加入25%直流成分,圖7a為改進(jìn)前的Vβ波形,圖7b為改進(jìn)后的Vβ波形。很顯然如果輸入端含有直流成分時(shí),加入直流控制環(huán)可以濾除直流成分造成的偏移。
圖7 優(yōu)化前后Vβ波形Fig.7 Diagram of Vβbefore and afteroptimization
圖8為系統(tǒng)中含有2次諧波時(shí),Ve端響應(yīng)曲線,由圖8可知加陷波器前Ve端響應(yīng)存在振蕩現(xiàn)象,加入陷波器濾波后其響應(yīng)曲線平直,控制效果理想。
圖8 含2次諧波時(shí)V e端波形Fig.8 Diagram of V e when containing second harmonic input
圖9為系統(tǒng)輸入電壓畸變時(shí)正交信號(hào)輸出曲線,輸入電壓諧波以3,5次諧波為主,分別為17.32%,2.65%,由圖9可以看出輸入畸變條件下,構(gòu)造正交信號(hào)輸出理想,說(shuō)明基于廣義積分的鎖相環(huán),具有較強(qiáng)的魯棒特性。
圖9 輸入電壓畸變時(shí)正交波形Fig.9 Quadrature waveforms with inputvoltage distortion
為了驗(yàn)證本文提出方法在實(shí)際應(yīng)用的有效性,通過(guò)在2 kW單相并網(wǎng)逆變器控制裝置實(shí)現(xiàn)該鎖相環(huán)算法。光伏發(fā)電模塊為2組200 W光伏電池串聯(lián),實(shí)驗(yàn)時(shí)光伏電池輸出直流電壓為48 V;Tek示波器型號(hào)2012tb;Tek高壓隔離探頭P5200,衰減1∶50;Tek電流鉗A622選用10 mA/V模式。
圖10為2 kW逆變電源輸出電壓與PLL瞬態(tài)波形,由圖10可以看出輸出電壓波形接近標(biāo)準(zhǔn)正弦波,示波器顯示頻率為50.02~49.98 Hz之間,完全達(dá)到并網(wǎng)要求,說(shuō)明鎖相環(huán)輸出具有較高精度。
圖11為2 kW逆變電源輸出電流波形,電流輸出頻率與電壓一致,波形輸出較為理想。圖12為電流波形的傅里葉分析,由圖12可以看出3次,5次諧波含量較低,其他次諧波接近于零,可以看出就優(yōu)化廣義積分鎖相的2 kW逆變電源獲得了良好的性能。
圖11中過(guò)零點(diǎn)處尖峰脈沖是由于系統(tǒng)電力電子元件造成,與鎖相環(huán)關(guān)系不密切,具體消除措施有待進(jìn)一步的研究分析。
圖10 逆變電源輸出電壓與PLL瞬態(tài)波形Fig.10 The out put voltage and PLL transient response of inverter
圖11 逆變電源輸出電流波形Fig.11 The output current waveform of inverter
圖12 輸出電流傅里葉圖形Fig.12 Out put current of FFT
并網(wǎng)逆變電源的鎖相環(huán)控制系統(tǒng)中引入了有源濾波器廣義積分器,對(duì)基于廣義積分器的鎖相環(huán)工作原理和鎖相偏移問(wèn)題進(jìn)行了分析研究。針對(duì)其直流偏移和2次諧波偏移問(wèn)題優(yōu)化,提出了增加直流控制環(huán)改進(jìn)二階廣義積分器和利用陷波器濾波的鎖相環(huán)(PLL)設(shè)計(jì)。實(shí)現(xiàn)了相位跟蹤,并網(wǎng)逆變電源輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相,系統(tǒng)運(yùn)行于全功率因數(shù)模式,且具有抗諧波干擾能力強(qiáng)的特點(diǎn)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了該方法的可行性。
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