采用耦合電感的交錯(cuò)并聯(lián)電流臨界連續(xù)Boost PFC變換器輸入差模EMI分析

楊 飛 阮新波 季 清 葉志紅

（1.南京航空航天大學(xué)航空電源重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016 2.光寶科技股份有限公司 南京 210019）

1 引言

交錯(cuò)并聯(lián)的Boost PFC 變換器既保留了單路Boost 電路高功率因數(shù)、高效率和低成本的優(yōu)點(diǎn)，又可以降低輸入和輸出的電流脈動(dòng)，逐漸成為近年來的研究熱點(diǎn)[1-3]。對(duì)于Boost 變換器中的多個(gè)獨(dú)立電感，類似多路交錯(cuò)并聯(lián)Buck 變換器中的輸出電感耦合[4-6]，也可以進(jìn)行磁性元件的集成和耦合[7-9]。文獻(xiàn)[8]較早地對(duì)工作于電流臨界連續(xù)模式（Critical Current Mode，CRM）的交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC 變換器電感耦合做了分析，但主要集中于磁性元件集成；文獻(xiàn)[9]指出兩路交錯(cuò)并聯(lián)的CRM Boost PFC 變換器的電感反向耦合后，可以降低電感的匝數(shù)，但是輸入電流的脈動(dòng)增加，可能影響前級(jí)差模（Differential Mode，DM）電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）和濾波器的設(shè)計(jì)，為此本文做了進(jìn)一步分析。

經(jīng)典的差模濾波器設(shè)計(jì)方法需要確定變換器的最惡劣干擾頻譜，通過與電磁干擾標(biāo)準(zhǔn)比較得到濾波器需要的衰減頻譜。利用濾波器的衰減曲線逼近需要的衰減頻譜，得到滿足標(biāo)準(zhǔn)限制的濾波器最小轉(zhuǎn)折頻率，進(jìn)而確定濾波器元件的參數(shù)[10]。當(dāng)開關(guān)頻率恒定時(shí)，差模干擾的頻譜是離散的，干擾值主要出現(xiàn)在開關(guān)頻率及其倍數(shù)次頻率處，最惡劣頻譜一般在最低輸入電壓的滿載時(shí)，較易確定；當(dāng)開關(guān)頻率變化時(shí)，如CRM，開關(guān)頻率和脈動(dòng)電流幅值隨著輸入電壓和輸入功率的變化而變化，差模干擾頻譜是連續(xù)的且變化規(guī)律較復(fù)雜[11]，所以最惡劣頻譜較難確定。同時(shí)，由于EMI 接收機(jī)對(duì)干擾電壓的處理不是簡(jiǎn)單的傅里葉分解，進(jìn)行EMI 分析需要大量的電路仿真和實(shí)際測(cè)試。為此，人們對(duì)EMI 接收機(jī)進(jìn)行了數(shù)學(xué)建模[11-14]，基于接收機(jī)模型計(jì)算給定頻率的EMI 干擾值，進(jìn)而得到不同輸入電壓和輸入功率下的EMI 干擾頻譜，便于直接分析電磁干擾的變化規(guī)律，確定最惡劣的頻譜，

本文采用已有的EMI 接收機(jī)數(shù)學(xué)模型，計(jì)算電感耦合前后交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC 變換器的差模傳導(dǎo)電磁干擾頻譜，分析最惡劣干擾頻譜的規(guī)律?；跀?shù)學(xué)上電流脈動(dòng)幅值和干擾值的關(guān)系，提出一種簡(jiǎn)單的預(yù)測(cè)最惡劣頻譜出現(xiàn)條件的方法。最后測(cè)試了一臺(tái)300W的交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC 變換器。

2 采用耦合電感的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC 變換器

2.1 耦合對(duì)等效電感的影響

圖 1 為采用反向耦合電感的交錯(cuò)并聯(lián) CRM Boost PFC 變換器，其中vin為輸入電壓，vg為整流后的輸入電壓，Vo是輸出電壓。iL1和iL2分別為流過兩個(gè)電感繞組的電流，L1和L2分別為兩個(gè)電感繞組的自感值，M是兩個(gè)電感繞組的互感值。

圖1 兩路交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC 變換器Fig.1 Two-phase interleaved Boost PFC converter

從圖1 中可得兩個(gè)電感繞組上的電壓為

假設(shè)耦合電感兩個(gè)繞組是對(duì)稱的，有L1=L2=Lcp。定義耦合系數(shù)α=M/Lcp。每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)占空比滿足

式中，Vin為輸入電壓有效值；ω為輸入電壓角頻率。

圖2 為開關(guān)周期內(nèi)，d＜0.5 和d＞0.5 時(shí)變換器的主要波形，其中不同開關(guān)模態(tài)時(shí)的等效電感表達(dá)式為[9]

由圖2 可以看出，Leq2決定輸入電流脈動(dòng)值，且由式（3）可知，Leq2的大小與占空比無關(guān)，只與耦合系數(shù)和自感值有關(guān)。Leq1和Leq3分別決定d＜0.5和d＞0.5 時(shí)每路電感繞組電流的峰值，即脈動(dòng)值，其隨占空比的變化如圖3 所示。當(dāng)d＜0.5 時(shí)，Leq1隨著d的增大而增大；當(dāng)d＞0.5 時(shí)，Leq3隨著d的增大而減小。耦合越強(qiáng)，越靠近d=0.5的等效電感值越大，越靠近d=0 或d=1的等效電感值越小。

圖2 采用耦合電感的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC 變換器主要波形Fig.2 Key waveforms of two-phase interleaved CRM boost PFC converter with coupled inductor

圖3 不同耦合系數(shù)下等效電感值與占空比的關(guān)系曲線Fig.3 Equivalent inductance varied with duty cycle in different coupling coefficients

2.2 輸入電流脈動(dòng)的頻率

在圖2a 所示的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，每路電感繞組電流的平均值等于其峰值的一半[9]。若變換器總輸入功率為Pin，則每路Boost 電路分擔(dān)Pin/2的功率，電感電流峰值iL_pk和平均值iL_avg的表達(dá)式為

由于CRM的電感電流脈動(dòng)即電感電流峰值由輸入電壓和輸入功率決定，所以耦合前后是不變的[9]。

當(dāng)d＜0.5 時(shí)，圖2a 中開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間為

則開關(guān)頻率的表達(dá)式為

當(dāng)d＞0.5 時(shí)，圖2b 中開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間為

將式（4）和vg=2Vinsinωt代入式（8），得

則開關(guān)頻率fs表達(dá)式為

若兩路理想交錯(cuò)180o，輸入電流脈動(dòng)的頻率fin是開關(guān)頻率的兩倍，將式（3）代入式（7）和式（10）得

若耦合前后Lcp不變，在給定輸入電壓和輸入功率時(shí)，不同耦合系數(shù)時(shí)fin隨著占空比的變化曲線如圖4 所示。若電感不耦合（α=0），則fin隨占空比的增加而增加。電感耦合后，由于接近d=0.5 時(shí)的等效電感值增加，此處fin降低；在接近d=0 和d=1時(shí)等效電感值降低，此處fin增加。

圖4 不同耦合系數(shù)下fin 與占空比的關(guān)系曲線Fig.4 Input current ripple frequency varied with duty cycle in different coupling coefficients

2.3 輸入電流脈動(dòng)的幅值

圖2 中的輸入電流脈動(dòng)幅值Δiin_pp可表達(dá)為

結(jié)合占空比表達(dá)式（2）、Leq2的表達(dá)式（3）和脈動(dòng)頻率的表達(dá)式（11），Δiin_pp關(guān)于占空比的表達(dá)式為

當(dāng)給定輸入輸出電壓和輸入功率時(shí)，根據(jù)式（13）畫出圖5，從中可以看出：一定耦合系數(shù)時(shí)，由于交錯(cuò)并聯(lián)對(duì)輸入電流脈動(dòng)的抵消作用，越靠近d=0.5的輸入電流脈動(dòng)越?。辉谕徽伎毡认?，相應(yīng)的輸入電流脈動(dòng)隨著耦合系數(shù)的增大而增大。

雖然耦合可以降低電感的匝數(shù)，但增加了輸入電流脈動(dòng)的幅值，綜合考慮電感匝數(shù)的降低和耦合電感的制作難度，后文分析計(jì)算中的電感耦合系數(shù)α=1/3[9]，取Vo=390V，Pin=300W，Lcp=360μH。圖6給出了輸入電壓為110V 和220V 時(shí)，半個(gè)工頻周期內(nèi)fin和Δiin_pp的變化曲線。由于電感耦合，fin在d=0.5附近降低，在輸入電壓過零處，d接近1，fin增加。輸入電流脈動(dòng)幅值在輸入電壓過零處開始，隨占空比的降低逐漸增加，在接近d=0.5 時(shí)逐漸降低，并在d=0.5 時(shí)降為零，之后再隨占空比的降低逐漸增加。同時(shí)，輸入電流脈動(dòng)的幅值因電感耦合而有所增加。

圖6 半個(gè)工頻周期內(nèi)的占空比、輸入電流脈動(dòng)幅值和頻率Fig.6 Magnitude and frequency of input current ripple in a half line cycle for non-coupled and coupled cases

3 輸入差模EMI 頻譜的計(jì)算

3.1 輸入差模EMI 干擾值的計(jì)算

通過列寫半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入電流的時(shí)域波形表達(dá)式，基于傅里葉變換計(jì)算其各次諧波的幅值，是不能作為輸入EMI 干擾值的。為此，需要對(duì)EMI接收進(jìn)行建模，通過計(jì)算相應(yīng)頻率的峰值干擾（Peak，PK）、平均值干擾（Average，AV）或準(zhǔn)峰值干擾（Quasi-Peak，QP），得到特定條件下的EMI干擾頻譜。下面將應(yīng)用文獻(xiàn)[11]給出的計(jì)算單路CRM Boost PFC 變換器EMI 干擾頻譜的思路和接收機(jī)模型，對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC 電路輸入電流脈動(dòng)進(jìn)行EMI 干擾值的計(jì)算和頻譜分析。

圖7a 給出了包括線性阻抗網(wǎng)絡(luò)（Line Impedances Stabilizing Network，LISN）、差模分離器和被測(cè)變換器拓?fù)涞牟钅８蓴_測(cè)試示意圖。在標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的測(cè)試頻段[15]（150kHz～30MHz）內(nèi)，其可簡(jiǎn)化為圖7b，其中RLISN=50Ω。若變換器輸入不加濾波器，LISN 輸出的干擾電壓值將超過實(shí)驗(yàn)中接收機(jī)的輸入電壓上限值。為此，本文在整流橋后放置了高頻電容，Cx=0.47μF，用于適當(dāng)濾除電感電流的高頻分量，以降低 LISN的輸出電壓值。Cx較小時(shí),僅會(huì)適當(dāng)減小差模干擾電壓幅值并給干擾頻譜中引入?20dB/格斜率的衰減。

圖7 考慮LISN 和干擾分離器的差模干擾路徑Fig.7 DM noise loop considering LISNs and noise separator

由于輸入電流中的高頻脈動(dòng)電流分量Δiin，是引起差模干擾的主要來源，且脈動(dòng)電流頻率極大于兩倍工頻，所以半個(gè)工頻周期內(nèi)的任意時(shí)刻都可以近似為一個(gè)脈動(dòng)周期。由圖2 可知，一個(gè)脈動(dòng)周期內(nèi)輸入電流脈動(dòng)可表達(dá)為式（14）。若以脈動(dòng)電流頻率fin為基頻，以式（14）中的函數(shù)作為一個(gè)周期函數(shù)進(jìn)行傅里葉分解，則對(duì)應(yīng)頻率為nfin的諧波幅值 |cn(d,nfin)|可表達(dá)為

諧波幅值正比于Δiin_pp且受d和諧波次數(shù)n的影響。圖8 計(jì)算了不同諧波次數(shù)時(shí)式（15）中除Δiin_pp外含有d和n的項(xiàng)隨占空比的變化曲線。其中，基波分量（n=1）的幅值大于其他諧波次數(shù)的值，且變化范圍僅為[0.318,0.405]。所以可以認(rèn)為占空比對(duì)基波的影響范圍較小，電感電流脈動(dòng)幅值Δiin_pp可以表征基波幅值|c1(d,fin)|的變化。且易得到諧波幅值隨n的增加以?40dB·μV/格或?20dB·μV/格的斜率衰減。

圖8 n 和d 對(duì)諧波幅值的影響Fig.8 Effects of n and d on the magnitude of harmonics

LISN 輸出的信號(hào)為脈動(dòng)電流各次諧波在50Ω電阻上產(chǎn)生的電壓信號(hào)。將電壓信號(hào)送給EMI 接收機(jī)，根據(jù)接收機(jī)模型對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理，可得到相應(yīng)的干擾值。對(duì)于變頻模式的CRM Boost PFC 變換器，由于QP 值與AV 值的差值總是大于10dB·μV，因此在設(shè)計(jì)濾波器時(shí)應(yīng)該更加關(guān)注QP 值[11]。而QP值的計(jì)算較復(fù)雜[11]，且變頻控制時(shí)干擾的QP 值與PK 值比較接近。所以本文是以差模干擾PK 值作為被測(cè)頻率的EMI 干擾值，分別計(jì)算150kHz～1MHz范圍內(nèi)一定數(shù)量的差模干擾PK 值，來得到EMI 干擾頻譜。

3.2 輸入差模EMI的頻譜計(jì)算和分析

分別取輸入電壓為85V 和265V，Vo=390V，Lcp=360μH，計(jì)算耦合前后不同輸入功率下的差模EMI 干擾頻譜，如圖9 所示。給定Vin，隨著Pin的增加，開關(guān)頻率減小，變換器的干擾頻譜整體向頻 譜圖的低頻段移動(dòng)。同時(shí)，由于電感電流脈動(dòng)幅值的增加，干擾頻譜幅值整體上升。由于輸入脈動(dòng)電流諧波幅值有?40dB·μV/格或?20dB·μV/格的衰減，而Cx又引入了?20dB·μV/格的衰減，最終的EMI 干擾頻譜的漸近線呈現(xiàn)了近似?60dB·μV/格或?40dB·μV/格的衰減（下面的測(cè)試也表明了計(jì)算的準(zhǔn)確性）。

圖9 電感非耦合時(shí)不同輸入功率下的差模干擾頻譜Fig.9 Calculated DM noise spectrums of non-coupled case in different input powers

EN55022 Class B 中針對(duì)傳導(dǎo)電磁干擾在150kHz～30MHz 頻率范圍內(nèi)定義了限制[15]。同時(shí)，EMI 濾波器的設(shè)計(jì)需要保證變換器的干擾在任何輸入電壓或負(fù)載情況下都滿足標(biāo)準(zhǔn)的要求，因此需要找到干擾頻譜的最惡劣情況，根據(jù)最惡劣頻譜中關(guān)鍵頻率fcrit的干擾值設(shè)計(jì)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率[10]。由于變換器工作在變頻模式，如圖9 所示，干擾頻譜較為連續(xù)，且頻譜幅值隨頻率的增高呈現(xiàn)一定衰減。濾波器的轉(zhuǎn)折頻率基本是由150kHz的干擾值決定的，可以認(rèn)為150kHz 是fcrit。那么最惡劣干擾頻譜就是150kHz的干擾出現(xiàn)最大值時(shí)的頻譜，所以下面將針對(duì)150kHz的差模干擾值作討論，分析其出現(xiàn)最大值的條件。

fin在半個(gè)工頻周期內(nèi)是變化的（見圖4），其最低值fin_min出現(xiàn)在瞬時(shí)輸入電壓峰值處（d=1-），且隨輸入功率的增加而降低。取Vo=390V、Lcp=360μH，由式（11），耦合前后不同輸入功率時(shí)fin_min隨輸入電壓的變化曲線如圖10 所示。由于EMI 標(biāo)準(zhǔn)更關(guān)心150kHz 及更高頻率的干擾值，依據(jù)額定輸入功率Pin=300W 時(shí)的fin_min曲線和150kHz的關(guān)系，可以將輸入電壓分為三種情況：當(dāng)85V≤Vin＜118V 時(shí)(電 感 耦 合 時(shí)，85V≤Vin＜146V），一定輸入功率時(shí)出現(xiàn)150kHz的脈動(dòng)；當(dāng)118V≤Vin＜238V 時(shí)(電感耦合時(shí)，146V≤Vin＜239V），全負(fù)載范圍內(nèi)，輸入電流脈動(dòng)頻率都大于150kHz，即不存在150kHz的電流脈動(dòng)；當(dāng)236V≤Vin＜265V（電感耦合時(shí)，239V≤Vin＜265V），在一定輸入功率出現(xiàn)150kHz的脈動(dòng)。因此以下的計(jì)算主要在85V 和265V 電壓附近。

圖10 最低輸入電流脈動(dòng)頻率隨輸入電壓的變化曲線Fig.10 Minimum input current ripple frequency varied with input voltage

4 150kHz的電流脈動(dòng)幅值分析

前文分析指出，輸入電流脈動(dòng)的基波變化趨勢(shì)與其脈動(dòng)電流幅值類似，而PK 值基本是由對(duì)應(yīng)頻率脈動(dòng)電流的基波決定的。所以，可以利用脈動(dòng)電流幅值的變化規(guī)律來預(yù)測(cè)出現(xiàn)最大干擾PK 值的條件。

將式（2）帶入式（11）和式（13），可得耦合前后一定輸入電壓下，半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入電流脈動(dòng)幅值和頻率隨輸入功率變化的曲線，如圖11 所示。隨著輸入功率的增加：在85V 時(shí)，150kHz的輸入電流脈動(dòng)先增大后減小，脈動(dòng)最大值并不出現(xiàn)在滿載處；在265V 時(shí)，150kHz的輸入電流脈動(dòng)值逐漸增大?？梢?，150kHz的輸入電流脈動(dòng)由輸入電壓和輸入功率共同決定。電感耦合也有類似結(jié)論，如圖11c 和圖11d 所示。

圖11 耦合前后半個(gè)工頻周期內(nèi)的輸入電流脈動(dòng)幅值和頻率Fig.11 Calculated input current ripple and frequency in a half line cycle varied with input power

若定義輸入電流脈動(dòng)頻率為fcrit時(shí)的占空比為dfcrit，由式（12），則其對(duì)應(yīng)的電流脈動(dòng)表達(dá)式為

顯然，當(dāng)dfcrit=0.25（dfcrit≤0.5）或dfcrit=0.75（dfcrit＞0.5）時(shí)，式（16）取到最大值。

最大值只與輸出電壓，耦合系數(shù)和自感值有關(guān)，且隨著耦合系數(shù)的增加而增加。

由式（13），分別取dfcrit等于0.25 和0.75，推得頻率為fcrit的電感電流脈動(dòng)幅值出現(xiàn)最大值時(shí)對(duì)應(yīng)的輸入功率為

通過MathCAD 解出式（11）中dfcrit隨輸入功率Pin變化的表達(dá)式（19）。由于給定輸入輸出電壓時(shí)，半個(gè)工頻周期內(nèi)的占空比有一定的變化范圍，當(dāng)Pin從零變化到額定輸入功率，式（19）計(jì)算出的占空比并不是都有意義。所以，最終頻率為fcrit輸入電流脈動(dòng)隨輸入功率的表達(dá)式為式（20）。

將式（19）帶入式（20），取fcrit=150kHz，Vo=390V，L=360μH，在不同輸入電壓下，可得耦合前后150kHz 輸入電流脈動(dòng)幅值隨著輸入功率變化的曲線，如圖12 所示。當(dāng)不存在150kHz的頻率時(shí)，電流脈動(dòng)幅值為零。電感不耦合時(shí)如圖12a 所示，當(dāng)85V≤Vin≤118V 時(shí)，存在150kHz的干擾值，若式（18.2）算得的功率低于額定功率，即Pin_worst≤Pin_reated，可推得（本文 中，如 85V、95V 和104V，電流脈動(dòng)幅值隨著Pin的增加先增加后降低，分別在由式（18.2）計(jì)算得到功率，200W、250W 和300W 達(dá)到最大值(黑色圓圈)；當(dāng)如110V，由于在[0W,300W]的輸入功率范圍內(nèi)，150kHz的脈動(dòng)電流達(dá)不到最大值，其僅隨著輸入功率的增加而增加；當(dāng)118V＜Vin＜238V 時(shí)，在輸入功率范圍內(nèi)所有脈動(dòng)頻率均大于150kHz（見圖10），所以沒有150kHz 脈動(dòng)幅值；當(dāng) 238V≤Vin≤265V 時(shí)，如240V、250V、260V 和265V，在輸入功率范圍內(nèi)dfcrit都取不到0.25，脈動(dòng)電流達(dá)不到最大值，僅隨輸入功率的增加而增加。以上規(guī)律適用于耦合電感和非耦合電感，只是電壓區(qū)間略有區(qū)別，如圖12b所示。同時(shí)，當(dāng)α=0 和α=1/3 時(shí)，由式（18.2）可 得。

圖12 耦合前后150kHz的輸入電流脈動(dòng)隨 輸入功率的變化曲線Fig.12 Input current ripple when fcrit=150kHz varied with input power

同樣的，取Vo=390V，Lcp=360μH，fIF=150kHz，可以計(jì)算不同輸入電壓時(shí)，耦合前后150kHz的干擾PK 值隨著輸入功率變化的曲線如圖13 所示。由圖可見，其與圖12 中的輸入電流脈動(dòng)變化規(guī)律類似，且干擾最大值與輸入電流脈動(dòng)最大值的功率基本相同。這是因?yàn)樵?50kHz的電感電流脈動(dòng)幅值為最大值時(shí)，占空比為0.25 或0.75。由圖8 看出，其對(duì)應(yīng)基波幅值也達(dá)到最大值，所以對(duì)應(yīng)的差模干擾PK 值也達(dá)到最大值，且不同電壓下的最大值相同。此時(shí)的輸入電壓和輸入功率就是出現(xiàn)最惡劣差模干擾頻譜的條件。

圖13 150kHz的差模干擾PK 值隨輸入功率的變化曲線Fig.13 DM noise when fcrit=150kHz varied with input power

選取三個(gè)輸入電壓85V、95V 和104V，分別計(jì)算耦合前后滿足150kHz的輸入電流脈動(dòng)為最大值時(shí)的差模干擾頻譜，如圖14 所示。由圖14 可見，最惡劣頻譜在大于150kHz的頻段內(nèi)幾乎重合，且150kHz的干擾值基本相同。那么，差模濾波器只需依據(jù)電壓 范圍內(nèi)某個(gè)輸入電壓下的最惡劣頻譜進(jìn)行設(shè)計(jì)即可。相對(duì)于非耦合情況(118.16dB·μV)，耦合增加了150kHz 輸入電流脈動(dòng)幅值，其干擾值也有所增加(121.68dB·μV)。

圖14 150kHz 輸入電流脈動(dòng)幅值為最大值時(shí)的差模頻譜Fig.14 DM noise spectrum when the current ripple magnitude at fcrit=150 kHz reaches the highest value

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上文的分析，實(shí)驗(yàn)室制作了一臺(tái)300W的交錯(cuò)并聯(lián)CRM Boost PFC 變換器樣機(jī)，圖15 給出了樣機(jī)實(shí)物照片和測(cè)試平臺(tái)。

圖15 樣機(jī)和EMI 測(cè)試平臺(tái)照片F(xiàn)ig.15 Photos of magnetic components and the prototype

（1）變換器輸入輸出參數(shù)。輸入交流電壓：vin=85～265V/50Hz；輸出直流電壓：Vo=390V；額定輸出功率：Po=300W；最低開關(guān)頻率：25kHz。

（2）樣機(jī)主要器件參數(shù)。Boost 開關(guān)管：2SK3569（600V,10A）；Boost 二極管：MUR460（600V,4A）；非耦合電感：360μH，74 匝；耦合電感：352μH，63 匝，耦合系數(shù)1/3；控制IC：CM6561（Champion）。

圖16 和圖17 為電感耦合前后，不同輸入電壓下不同輸入功率時(shí)的差模干擾頻譜PK 值。在圖16 中，輸入電壓為85V 時(shí)，150kHz 干擾最大值在150W時(shí)出現(xiàn)，隨著輸入功率的增加，150kHz的干擾值下降；在90V、100V 和110V 時(shí)，隨著輸入功率的增加，150kHz的干擾值先增加后降低，分別在170W、210W 和240W 處出現(xiàn)最大值；在120V 和220V 時(shí)，150kHz 干擾值隨著功率的增加而增大，在300W 處出現(xiàn)最大值。電感耦合時(shí)的頻譜如圖17 所示。

圖16 電感非耦合時(shí)不同輸入電壓和輸入功率下的差模干擾頻譜Fig.16 Test results of the DM noise spectrums with non-coupled inductor

圖17 電感耦合時(shí)不同輸入電壓和輸入功率下的差模干擾頻譜Fig.17 Test results of the DM noise spectrums with coupled inductor

由圖16 和圖17 中測(cè)得的頻譜中150kHz的干擾值，繪出不同輸入電壓下，150kHz 差模干擾峰值隨輸入功率變化的曲線，如圖18 所示（其中的數(shù)據(jù)點(diǎn)由直線連接）。由圖可見，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)顯示的變化規(guī)律與圖13 中的計(jì)算結(jié)果較吻合。由于實(shí)驗(yàn)條件與計(jì)算參數(shù)并不能完全相同，且測(cè)量的數(shù)據(jù)有限，所以不同電壓下實(shí)驗(yàn)得到的最惡劣輸入功率與計(jì)算得到的并不是完全相同。但是由于150kHz的最大的電流脈動(dòng)幅值與輸入電壓和輸入功率無關(guān)，所以最大的差模干擾值仍基本相同的。電感非耦合時(shí)最大的差模干擾PK 值分別為115.83dB·μV（85V,150W）、116.12dB·μV（90V,180W）、115.7dB·μV（100V,210W）、115.63dB·μV（110V,240W）和115.57（120V,300W）；電感耦合時(shí)最大的差模干擾PK 值分別為117.18dB·μV（85V,150W）、117.03dB·μV（90V,180W）、116.95dB·μV（100V,210W）、117.01dB·μV（110V,240W）和117.83（120V,300W）。前文計(jì)算的耦合前后 150kHz 差模干擾 PK 峰值最大值為118.16dB·μV（α=0）和121.68dB·μV（α=1/3），其與實(shí)驗(yàn)值較接近。所以可以通過計(jì)算直接得到特定頻率的差模干擾峰值最大值，進(jìn)行濾波器設(shè)計(jì)。

圖18 不同輸入電壓時(shí)150kHz的干擾值隨 輸入功率的變化曲線Fig.18 Test results of the DM noise spectrums with coupled inductor

將耦合前后150kHz 干擾為最大值時(shí)的PK 值頻譜和對(duì)應(yīng)的QP 值頻譜放在一起，如圖19 所示。類似圖 14，干擾頻譜圖幾乎重合，且不同條件下的150kHz的QP 值基本相同。所以只要選取85V≤電壓范圍內(nèi)的某一輸入電壓，找到其最惡劣的差模干擾頻譜來設(shè)計(jì)濾波器即可，其他條件下的測(cè)試可以省去。

圖19 電感耦合前后的最惡劣頻譜Fig.19 Test results of the DM noise spectrums at the worst cases

分別選取耦合和非耦合兩種情況下的一個(gè)最惡劣頻譜情況進(jìn)行比較，如圖20 所示。耦合時(shí)150kHz的QP 值比非耦合時(shí)增加約3dB·μV，則EMI 濾波器的轉(zhuǎn)折頻率降低，若濾波電容值不變，則濾波電感值增加[16]。

圖20 電感耦合前后輸入電流最惡劣頻譜比較Fig.20 Comparison of the DM noise spectrums between coupled and non-coupled cases

6 結(jié)論

電流臨界連續(xù)模式的交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC 變換器的電感耦合后，開關(guān)頻率發(fā)生變化，輸入電流的脈動(dòng)增加。但最惡劣頻譜基本是150kHz的干擾值為最大值時(shí)的頻譜。由于輸入電流脈動(dòng)和差模干擾峰值的對(duì)應(yīng)關(guān)系，當(dāng)150kHz的輸入電流脈動(dòng)出現(xiàn)最大值時(shí)，其對(duì)應(yīng)的干擾值也為最大值。本文分析了不同電壓下150kHz 頻率的電流脈動(dòng)隨輸入功率的變化情況，并給出了出現(xiàn)最大電流脈動(dòng)幅值的輸入電壓范圍和對(duì)應(yīng)輸入功率的計(jì)算方法，可用于指導(dǎo)實(shí)際測(cè)量和計(jì)算。

由于150kHz的輸入電流脈動(dòng)最大值在不同輸入電壓時(shí)相同，對(duì)應(yīng)的最惡劣頻譜中的150kHz的干擾值也相同，則只要找到某一電壓時(shí)的最惡劣頻譜，即可認(rèn)為找到了寬輸入電壓范圍和全負(fù)載范圍內(nèi)的最惡劣頻譜。這樣可以大大減少反復(fù)測(cè)量不同輸入電壓和功率時(shí)的差模干擾頻譜，節(jié)省了時(shí)間和成本。

由于電感耦合導(dǎo)致150kHz 時(shí)的差模干擾值增加，差模電感值要適當(dāng)增加。

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