黃珺,王躍,高遠
(西安交通大學 電氣工程學院,陜西 西安 710049)
在當前全球能源危機日益嚴重的背景下,新能源受到人們越來越廣泛的關注。新能源發(fā)電,比如風力發(fā)電、光伏發(fā)電、潮汐能發(fā)電等等,在各國的發(fā)電量中占有的比例正在逐年增加。由于新能源大部分屬于間歇式能源,為了平滑輸出功率、削峰填谷、提高電能質量,儲能系統(tǒng)廣泛地應用于新能源發(fā)電中。此外,儲能技術也是電動汽車動力系統(tǒng)里的關鍵技術。動力電池或者超級電容等是電動汽車的動力來源,是電動汽車的重 要組成部分,所以儲能技術對電動汽車的性能起著越來越關鍵的作用。
儲能系統(tǒng)一般由兩大部分組成:由儲能元件(部件)組成的儲能裝置和由電力電子器件組成的功率轉換系統(tǒng)(PCS)。儲能裝置主要實現(xiàn)能量的儲存和釋放,常見的有蓄電池、超級電容、超導儲能以及飛輪等等;PCS 主要實現(xiàn)充放電控制、功率調節(jié)和控制等功能[1-4]。可見,對于PCS,功率的雙向流動是最基本的要求。當功率在直流母線和儲能裝置之間流動時,雙向直流變換器為核心的PCS 控制著功率的流動。雙向直流變換器就是直流變換器的雙象限運行,其輸入、輸出電壓極性不變,但輸入、輸出電流的方向可以改變,所以功率也是雙向流動的。按照是否具有電氣隔離的功能,雙向直流變換器分為非隔離型雙向直 流變換器和隔離型雙向直流變換器。在隔離型雙向直流變換器中,雙向全橋直流變換器(Dual Active Bridge,DAB)由于具有高功率密度、高電壓傳輸比、不需要額外的無源器件就能實現(xiàn)軟開關等優(yōu)點,得到了廣泛的關注。
DAB 的電路原理圖如圖1所示,兩個高頻H橋通過中間的高頻變壓器連接。H 橋的交流輸出分別為abv和cdv,通常情況下,高頻變壓器的勵磁電感遠大于漏電感,忽略勵磁電感,DAB 的等效電路如圖2所示[5]。
圖1 DAB 電路原理圖 Fig.1 Circuit schematic of DAB converter topology
圖2 DAB 的等效電路 Fig.2 Equivalent circuit of DAB converter
當vab和vcd為180°電角度的方波,并且兩個交流電壓之間存在φ角度的移相角,根據(jù)DAB的等效電路,這兩個電壓加在漏電感的兩端,工作波形如圖3所示。
圖3 移相控制下的工作波形 Fig.3 Waveforms of phase-shift control
由工作波形可以得到變壓器一次側的電流iL為
式中:n為高頻變壓器的匝比;fs為開關頻率。
以Pb=V12/(2πfsLs)為基準,進一步求得DAB 經(jīng)過標幺化后的輸出功率為:
式中:d為電壓傳輸比,d=nV2/V1。
從式(2)可以得到,當工作條件一定時,DAB 輸出功率的方向和大小由移相角φ確定。
當開關管開通的時刻,如果此時實際導通的是與其反并聯(lián)的二極管,就能實現(xiàn)此開關管的零電壓開通(ZVS)。高頻功率電路中,軟開關的實現(xiàn)能減小器件的開關損耗和電磁干擾的產(chǎn)生,提高變換器的效率。根據(jù)開關管開通時刻的電流值,可以得到實現(xiàn)DAB 所有開關管ZVS 的條件,如表1所示。
表1 實現(xiàn)開關管ZVS 的條件 Tab.1 ZVS constraints for power devices
將式(1)代入表1所列的ZVS 條件中,得到移相控制下,實現(xiàn)所有開關管ZVS 的條件為
為了簡化問題的分析過程,只考慮功率從1V側向2V側傳輸,并且電壓傳輸比 1<d的情況。將式(3)代入式(2)得到實現(xiàn)所有開關管ZVS 的功率范圍為
由式(4)可以看到,當DAB 工作在輕載時,有部分開關管不能實現(xiàn)零電壓開通,此時變換器的效率將降低。
單邊全橋脈沖寬度調制控制(Single H-Bridge PWM Control)可以將實現(xiàn)DAB 所有開關管ZVS 的功率范圍擴展到整個功率范圍[6-7]。
單邊全橋PWM 控制時,一側全橋輸出交流電壓為180°電角度的方波,而一側全橋輸出交流電壓為具有一定占空比的方波。同樣地,只考慮功率從V1側向V2側傳輸,并且電壓傳輸比 1<d的情況,其它情況具有相同的分析過程。當 1<d時,vab是占空比為D1的方波,vcd為180°電角度的方波,此時具有兩種開關模式,工作波形如圖4所示。
從開關模式1 的工作波形得到變壓器一次側的電流Li為
進一步求得經(jīng)過標幺化后的輸出功率為
其中δ為vab和vcd的基波分量之間的移相角,與φ的關系可以由圖4a 中得到。
圖4 單邊全橋PWM 控制時的工作波形 Fig.4 Waveforms for single H-bridge PWM control
從開關模式2 的工作波形得到Li為
同樣地,根據(jù)電流表達式可以求得輸出功率為
式中:δ為abv和cdv的基波分量之間的移相角,與φ的關系可以由圖4b 中得到。
根據(jù)(5)得到開關模式1 中開關管T1,T2,T6和T7開通時刻的電流值(以Ⅰb=V1/(2πfsLs)為基準,經(jīng)過標幺化后):
在DAB 中,各波形都是關于半周期點負對稱,所以只需要分析半周期,另外一個半周期可以得到相同的結論。
將以上各式代入表1中的ZVS 條件,得到開關模式1 時實現(xiàn)所有開關管ZVS 的條件為
根據(jù)(6)得到開關模式2 中T1,T5,T8和T2開通時刻的電流值:
同樣地,將以上各式代入表1中的ZVS 條件,得到開關模式2 時實現(xiàn)所有開關管ZVS 的條件為
由式(9)~式(11)得,取D1=d時,能同時滿足兩個開關模式下實現(xiàn)所有開關管的ZVS。
將D1=d代入(9)得到ZVS 的條件為
再將式(12)代入式(6)得到開關模式1在滿足ZVS 條件下輸出功率的范圍為
將D1=d代入式(10)和式(11)得到開關模式2 的ZVS 條件為:
再將式(14)代入式(8)中,得到開關模式2 在滿足ZVS 條件下輸出功率的范圍為
結合式(13)和式(15)可以看出,開關模式1 和開關模式2 之間的功率范圍是無縫銜接的,兩種開關模式下實現(xiàn)所有開關管ZVS 的功率范圍為
根據(jù)式(4),移相控制下實現(xiàn)所有開關管ZVS 的功率范圍由式(4)確定,所以要實現(xiàn)全功率范圍內所有開關管的ZVS,需要滿足:
進一步求得:
所以在設計主電路時,根據(jù)V1和V2的值,調整高頻變壓器的變比n,使d滿足要求。結合式(4)和式(16),DAB 中實現(xiàn)所有開關管ZVS的功率范圍就延展到整個功率范圍。
在Saber 仿真軟件里,搭建了DAB 的電路模型,主要的電路參數(shù)為:高壓側電壓120 V;低壓側電壓48 V;高頻變壓器變比2∶1,高頻變壓器折算到一次側漏感12μH,開關頻率100 kHz,高壓側開關管 SPW20N60S5,低壓側開關管IRFP4468PbF。
仿真時,功率從1V側流向2V側,電壓傳輸比d小于1。當輸出功率為300 W 時,仿真波形見圖5所示,圖5a 為移相控制下的波形,圖5b 為單邊全橋PWM 控制的波形,每組波形中包括1V側全橋輸出交流電壓abv,2V側全橋輸出交流電壓折算到一次側電壓 'cdv,變壓器一次側電流Li,1V側輸入直流電流和2V側輸出直流電流。在這個功率等級下,單邊全橋PWM控制時,DAB 工作在開關模式1。測得移相控制時的效率為87%,單邊全橋PWM 控制時的效率為93.48%。
圖5 輸出功率為300 W 時的工作波形 Fig.5 Waveforms under 300 W-load
當輸出功率為700 W 時,仿真波形如圖6所示,圖6a 為移相控制,圖6b 為單邊全橋PWM控制。
圖6 輸出功率為700 W 時的工作波形 Fig.6 Waveforms under 700 W-load
這個功率等級下,單邊全橋PWM 控制時,DAB 工作在開關模式2。測得移相控制時的效率為 92.04%,單邊全橋 PWM 控制時的效率為94.16%。
從仿真結果可以得出,在單邊全橋PWM 控制下,變換器的效率顯著提高,尤其是在輕載時。
本文首先分析了DAB 在移相控制下的工作原理和軟開關特性。在移相控制下,功率的傳輸方向和大小由移相角控制,操作起來非常簡單。但是在輕載的情況下,DAB 會失去零電壓開通,此時開關損耗增加,變換器的效率降低。為了將實現(xiàn)所有開關管ZVS 的負載范圍延展到整個功率范圍,單邊全橋PWM 控制被提出。通過在一側全橋引入PWM 控制,實際上是增加了一個控制維度,以達到全功率范圍實現(xiàn)ZVS 的目標。本文分析了單邊全橋PWM 控制的工作原理和軟開關特性,并且確定了占空比的選取原則。最后,在Saber 里搭建了仿真電路,通過仿真驗證了,應用單邊全橋 PWM控制,變換器的效率明顯提高。
[1] 賈宏新,張宇,王育飛,等.儲能技術在風力發(fā)電系統(tǒng)中的應用[J].可再生能源,2009,27(6):10-15.
[2] 程時杰,李剛,孫海順,等.儲能技術在電氣工程領域中的應用與展望[J].電網(wǎng)與清潔源,2009,25(2):1-8.
[3] 國家電網(wǎng)公司“電網(wǎng)新技術前景研究”項目咨詢組.大規(guī)模儲能技術在電力系統(tǒng)中的應用前景分析[J].電力系統(tǒng)自動化,2013,37(1):3-8,30.
[4] 鮑諺,姜久春,張維戈,等.電動汽車移動儲能系統(tǒng)模型及控制策略[J].電力系統(tǒng)自化,2012,36(22):36-43.
[5] DeDoncker R W,Divan DM,Kheraluwala MH,A Three-phase Soft- switched High Power Density Dc-To-Dc Converter for High Power Applications[J].IEEE Trans.Industry Applications,1991,27(1)∶63-73.
[6] Haimin Tao,Kotsopoulos A.,Duarte J L.,et al.Transformer- Coupled Multiport ZVS Bidirectional DC-DC Converter with Wide Input Range[J].Power Electronics,IEEE Transactions on ,2008,23(2):771-781.
[7] Oggier,GG,García,GO,Oliva,AR.Modulation Strategy to Operate the Dual Active Bridge DC-DC Converter Under Soft Switching in the Whole Operating Range[J].Power Electronics,IEEE Transactions on ,2011,26(4):1228-1236.