一種交錯(cuò)并聯(lián)高升壓BOOST變換器

汪 洋，羅全明，支樹播，周雒維

（輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(重慶大學(xué)電氣工程學(xué)院)，重慶 400044）

0 引言

隨著日益突出的資源和環(huán)境問題，新能源的開發(fā)和利用越來越受到人們的重視。但是新能源發(fā)電中的光伏電池、燃料電池、蓄電池等的輸出電壓較低，甚至低于48 V，而針對(duì)220 V交流電網(wǎng)，半橋、全橋并網(wǎng)逆變器的輸入一般為直流760 V和380 V，如何實(shí)現(xiàn)高增益升壓變換是可再生能源并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中需解決的主要問題之一[1-7]。

理論上，基本BOOST變換器可以通過調(diào)整占空比D得到高于輸入電壓的任意輸出電壓值。但在實(shí)際工程應(yīng)用中，存在如下問題：① 開關(guān)管和二極管的電壓、電流應(yīng)力大；② 開關(guān)損耗、二極管反向恢復(fù)損耗大，導(dǎo)致變換效率低；③ dv/dt大，導(dǎo)致EMI嚴(yán)重；④ 抗輸入電壓擾動(dòng)能力及動(dòng)態(tài)性能差；⑤ 在大功率場(chǎng)合下，由于寄生參數(shù)的影響，升壓比峰值一般在6以下[8]。基于上述原因，研究高增益變換拓?fù)涫呛苡斜匾腫9-10]。

要實(shí)現(xiàn)高增益，可以采用隔離型變換器，如推挽、正激、反激變換器等，不僅能調(diào)節(jié)占空比D，還能調(diào)整變壓器的匝數(shù)比來得到較高的輸出電壓。但是變壓器會(huì)由于自身的漏感引起一系列問題，如開關(guān)電壓過沖、EMI等，而且在體積要求較小及效率要求較高的場(chǎng)合下，隔離型變換器也難以滿足要求。對(duì)于非隔離型變換器，級(jí)聯(lián)BOOST變換器可以提高升壓比，但是主電路的控制相對(duì)復(fù)雜，而且保持級(jí)聯(lián)BOOST變換器穩(wěn)定工作也相對(duì)困難[11]。交錯(cuò)并聯(lián)型 BOOST變換器[12-13]具有電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸入電流紋波小，熱應(yīng)力分布均勻等優(yōu)點(diǎn)，在實(shí)際中得到大量應(yīng)用，但其升壓比與BOOST變換器并沒有得到提高，不適合用于高升壓場(chǎng)合，為此，文獻(xiàn)[14]在交錯(cuò)并聯(lián)BOOST變換器的基礎(chǔ)上，通過采用耦合電感提高升壓比，但其開關(guān)管占空比必須小于0.5，限制了升壓比的進(jìn)一步提高。

為了利用交錯(cuò)并聯(lián)變換器的優(yōu)點(diǎn)[15-18]，并且實(shí)現(xiàn)高升壓變換，本文研究了一種交錯(cuò)并聯(lián)高升壓BOOST變換器，首先從基本BOOST變換器的開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)出發(fā)，通過在其三條支路串入合適極性的電壓源來提高電壓增益，得到三種高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)，通過對(duì)開關(guān)電壓應(yīng)力的分析，確定了最優(yōu)的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)，然后基于拓?fù)浣M合研究了電路實(shí)現(xiàn)方案。在此基礎(chǔ)上，分析了所提出的交錯(cuò)并聯(lián)高增益 BOOST變換器的工作原理，對(duì)其性能進(jìn)行了詳細(xì)分析，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。

1 高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)

如何提高升壓變換器的增益呢？試想加入一個(gè)電壓源Vc，分別將其串聯(lián)在有源開關(guān)S、二極管D、電感 L組成的開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)中 3個(gè)不同支路中，如圖1所示。

采用圖1所示的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)所得到的高增益BOOST變換器的電壓增益分別為

圖1 高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)Fig. 1 High step-up three-terminal switch-inductor network

其中：uin為a、b端的電壓差值；uc為電壓源Vc的電壓大小。由以上可知，M(D)a、M(D)b、M(D)c均大于 M(D)，即能提高升壓比，在 uc、uin、D 相同且 D<0.5時(shí)，M(D)a>M(D)b>M(D)c，而在 uc、uin、D相同且D>0.5時(shí)，M(D)a>M(D)c>M(D)b。值得注意的是，在使用高增益BOOST變換器的場(chǎng)合，由于輸出電壓高，導(dǎo)致開關(guān)器件電壓應(yīng)力大，因此分析高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)中開關(guān)器件的電壓應(yīng)力十分重要?？梢钥闯?，在輸出電壓uo相同的情況下，與基本BOOST變換器相比，采用圖1(a)所示的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)對(duì)有源開關(guān)S及二極管D的電壓應(yīng)力沒有影響，采用圖1(b)所示的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)可以降低有源開關(guān)S及二極管D的電壓應(yīng)力，而采用圖1(c)所示的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)導(dǎo)致有源開關(guān)S及二極管D的電壓應(yīng)力增加。對(duì)于圖1(b)所示的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)，電壓源Vc的存在一方面可以提高電壓增益，同時(shí)可以降低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，比較而言，它是一種更優(yōu)的高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)。

圖1(b)中的電壓源Vc如何實(shí)現(xiàn)呢？當(dāng)電容電壓紋波相對(duì)于平均值很小時(shí)，可以等效為電壓源，因此考慮把電壓源Vc用一個(gè)大容量電容Cc替代，但由于二極管D的單向?qū)щ娦?，?dǎo)致電容Cc一直放電，因此必須增加一條支路引入電流ic為Cc提供充電電流，如圖2(a)所示。ic通過另外一個(gè)高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)引入，如圖2(b)所示，最后得到圖2(c)所示的本文介紹的新型交錯(cuò)并聯(lián)高升壓BOOST變換器拓?fù)洹?/p>

圖2 基于拓?fù)浣M合的交錯(cuò)并聯(lián)高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)Fig. 2 Realization of the interleavd high step-up three-terminal switch-inductor network based on topology combination

2 工作原理

根據(jù)圖2(c)所示開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)的交錯(cuò)并聯(lián)高升壓BOOST變換器，在分析其工作原理之前作如下假設(shè)：① 電容CM1=CM2，且Co、CM1、CM2足夠大，兩端電壓保持不變。② 電感L1與L2相等且足夠大，流過的電流連續(xù)；③ 所有器件都是理想器件，不考慮寄生參數(shù)等的影響。有源開關(guān)S1、S2采用交錯(cuò)控制策略，由于開關(guān)占空比D>0.5和D<0.5時(shí)變換器的開關(guān)狀態(tài)有所區(qū)別，下面分別對(duì)這兩種情況進(jìn)行分析。

2.1 D>0.5

D>0.5時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)變換器有4個(gè)開關(guān)狀態(tài)，其穩(wěn)態(tài)工作的主要波形如圖3所示，各開關(guān)狀態(tài)的等效電路如圖4所示。

下面就電路工作的一個(gè)周期內(nèi)不同的四個(gè)階段來分析此電路的工作狀態(tài)。

狀態(tài)1：t0~t1時(shí)刻，開關(guān)管S1開通，S2仍處于開通狀態(tài)，此時(shí)的等效電路圖如圖4(a)所示，電感L1、L2儲(chǔ)存能量，電容 CM1、CM2無能量傳遞。狀態(tài)1持續(xù)到t1時(shí)刻，此時(shí)狀態(tài)2開始。

圖3 D>0.5時(shí)在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)的主要波形Fig. 3 Main waveforms in one switching period Ts when D>0.5

圖4 D>0.5時(shí)的等效電路Fig. 4 Equivalent circuit when D>0.5

狀態(tài)2：t1~t2時(shí)刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，S1仍處于開通狀態(tài)，此時(shí)的等效電路圖如圖4(b)所示，電感L1儲(chǔ)存能量，電感 L2釋放能量，電容 CM1充電，CM2放電。此狀態(tài)持續(xù)到t2時(shí)刻，此時(shí)狀態(tài)3開始。

狀態(tài)3：t2~t3時(shí)刻，開關(guān)管S2重新開通，而 S1仍處于開通狀態(tài)，此時(shí)電路工作狀態(tài)同狀態(tài) 1；直到t3時(shí)刻S1再次關(guān)斷，S2重新開通，進(jìn)入狀態(tài)4。

狀態(tài)4：t3~t4時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2重新開通，此時(shí)的等效電路圖如圖4(c)所示，電感L2儲(chǔ)存能量，電感L1釋放能量，電容CM2充電，CM1放電。此狀態(tài)持續(xù)到開關(guān)管 S1重新開通，此時(shí)新周期開始。

根據(jù)電感伏秒平衡原理，可得

根據(jù)電容安秒平衡原理，可得

2.2 D<0.5

D<0.5時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)變換器有4個(gè)開關(guān)狀態(tài)，如表 1所示。變換器工作于狀態(tài) 1、3時(shí)的等效電路分別同圖4(b)、圖4(c)，狀態(tài)2、4的等效電路圖如圖5所示。

表1 D<0.5時(shí)的開關(guān)狀態(tài)表Table 1 States of the switches when D<0.5

圖5 D<0.5時(shí)開關(guān)狀態(tài)2、4的等效電路Fig. 5 Equivalent circuit of the secondamp; fourth switch state when D<0.5

下面就電路工作的一個(gè)周期內(nèi)不同的四個(gè)階段來分析此電路的工作狀態(tài)。

階段1：開關(guān)管S1開通，S2仍處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)的等效電路圖如圖4(b)所示，電感L1儲(chǔ)存能量，電感L2釋放能量，電容CM1充電，CM2放電。此階段持續(xù)到S1被關(guān)斷，此時(shí)階段2開始。

階段2：開關(guān)管S1被關(guān)斷，S2仍處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)的等效電路圖如圖5所示，電感L1、L2電流分別通過電容CM1與二極管Ds1串聯(lián)支路和電容CM2與二極管Ds2串聯(lián)支路續(xù)流，2個(gè)電容放電。此階段持續(xù)到開關(guān)管S2開通，此時(shí)階段3開始。

階段3：開關(guān)管S2開通，S1仍處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)的等效電路圖如圖4(c)所示，電感L2儲(chǔ)存能量，電感L1釋放能量，電容CM2充電，CM1放電。此階段持續(xù)到開關(guān)管S2被關(guān)斷，此時(shí)階段4開始。

階段4：開關(guān)管S2被關(guān)斷，S1仍處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)的等效電路圖如圖5所示，工作狀態(tài)同階段2。此階段持續(xù)到開關(guān)管S1開通，此時(shí)進(jìn)入電路的下一個(gè)周期。

根據(jù)電感伏秒平衡和電容安秒平衡原理，可得

由于在實(shí)際工程中，一般升壓比M(D)>4時(shí)才考慮采用高升壓BOOST變換器，由以上分析可知，此時(shí)工作占空比D>0.5，因此下面主要分析占空比D>0.5時(shí)變換器的性能。

3 性能研究

3.1 電壓增益M

由以上分析可知

3.2 電壓應(yīng)力

由以上分析可知，開關(guān)管S1、 S2及二極管DS1、DS2所承受的電壓應(yīng)力uvpS1、uvpS2、uvpDs1、uvpDs2為

二極管 DM1、DM2所承受的電壓應(yīng)力 uvpDM1、uvpDM2為

由式(5)、式(6)可知，uc為輸出電壓uo的1/2，因此有源開關(guān)S1、S2及二極管DS1、DS2所承受的電壓應(yīng)力均為輸出電壓uo的1/2，而二極管DM1、DM2所承受的電壓應(yīng)力就是輸出電壓uo。

3.3 電流應(yīng)力

根據(jù)以上對(duì)電路工作狀態(tài)的分析，可得開關(guān)管S1、S2的電流應(yīng)力 IS1rms、IS2rms為

二極管 DS1、DS2、DM1、DM2的電流應(yīng)力 IDS1rms、IDS2rms、IDM1rms、IDM2rms為

3.4 無源器件的設(shè)計(jì)

電感的設(shè)計(jì)方法同傳統(tǒng)BOOST變換器。

其中，ΔIl為輸入電流紋波

其中，ΔUC為電容電壓紋波。

4 拓?fù)渫茝V

實(shí)際上，通過增加串并聯(lián)單元的個(gè)數(shù)，可以得到本拓?fù)涞耐茝V形式，如圖6所示。

圖6 拓?fù)渫茝V形式Fig. 6 Extension of topology

圖6 中，串聯(lián)單元為m個(gè)，并聯(lián)單元為n個(gè)。

變換器的升壓比為

各二極管和開關(guān)管上的電壓應(yīng)力為

其中：i=1,2,…,m；j=1,2,…, n。

電流應(yīng)力為

5 實(shí)驗(yàn)研究

實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓 uin=24 V，占空比D=0.7，輸出電壓uo=160 V，輸出功率po=512 W，電感 L1=L2=92 μH，電容CM1=CM2=4.7 μF，輸出電容Co=1 000 μF，開關(guān)頻率fs=40 kHz，有源開關(guān)S1、S2均選用 IRF640PBF，二極管 DS1、DS2、DM1、DM2均選用MUR1660。圖7(a)為開關(guān)管S1、S2兩端電壓uS1、uS2波形，占空比為0.7，電壓應(yīng)力為輸出電壓uo的一半。圖7(b)為二極管DS1兩端電壓uds1波形，電壓應(yīng)力為輸出電壓uo的一半。圖7(c)為二極管DM1兩端電壓udM1波形，電壓應(yīng)力等于輸出電壓uo。圖7(d)為輸入電流 iin、電感電流 il1、il2波形，其平均值相等且為輸入電流的一半。圖7(e)為輸入電壓uin和輸出電壓uo的波形，升壓比達(dá)到了6.6，是傳統(tǒng)型交錯(cuò)并聯(lián)BOOST變換器的2倍。

圖7 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig. 7 Experimental results

6 結(jié)論

為提高基本BOOST變換器的電壓增益，本文從開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)出發(fā)，通過在其三條支路串入合適極性的電壓源，得到三種高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)，再通過對(duì)開關(guān)電壓應(yīng)力的分析，確定了最優(yōu)高增益開關(guān)電感三端網(wǎng)絡(luò)并研究了電路實(shí)現(xiàn)方案，得到了一種基于拓?fù)浣M合的高增益BOOST變換器。在此基礎(chǔ)上，分析了其在D>0.5及D<0.5時(shí)的工作原理，并對(duì)D>0.5時(shí)變換器的性能進(jìn)行了詳細(xì)分析，并提出了一種拓?fù)渫茝V形式，最后進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究，結(jié)果表明，所提出的變換器在開關(guān)占空比D>0.5時(shí)具有如下特點(diǎn)：①電壓增益為基本BOOST變換器的兩倍；②變換器中兩BOOST單元可實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流，有利于散熱設(shè)計(jì)，與交錯(cuò)并聯(lián)BOOST變換器相比，不需均流控制，控制電路簡(jiǎn)單；③有源開關(guān)的電壓應(yīng)力減為輸出電壓的一半，即為基本BOOST變換器的一半。

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