基于改進(jìn)DPC-SVM的三相并網(wǎng)逆變器

姚志壘，肖 嵐

（1. 南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實驗室，江蘇 南京 210016；2. 鹽城工學(xué)院電氣工程學(xué)院，江蘇 鹽城 224051）

0 引言

隨著環(huán)境污染的日益加劇、全球經(jīng)濟(jì)的快速增長和化石能源的不斷緊缺，使得具有清潔、安全、無污染、可再生等優(yōu)點(diǎn)的可再生能源，如太陽能[1-2]、燃料電池[3-4]和風(fēng)能[5-6]等已成為當(dāng)今研究的熱點(diǎn)。太陽能電池和燃料電池等輸出為直流電，風(fēng)力發(fā)電機(jī)的輸出為頻率隨風(fēng)速變化的交流電，而電網(wǎng)為固定頻率的交流電，因此，并網(wǎng)逆變器是分布式發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分[7-9]。

近年來，直接功率控制（Direct power control，DPC）由于具有控制簡單和動態(tài)響應(yīng)速度快等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于三相并網(wǎng)逆變器[10]。該控制方法是基于直接轉(zhuǎn)矩控制（Direct torque control，DTC）的思想由 Noguchi在 1998年提出的[11]。它無需任何控制內(nèi)環(huán)和脈寬調(diào)制(Pulse width modulation, PWM)調(diào)節(jié)器便可實現(xiàn)對有功和無功的直接控制，開關(guān)狀態(tài)根據(jù)參考功率和估計功率的差值通過在開關(guān)表中查詢得到。但DPC開關(guān)頻率不固定、進(jìn)網(wǎng)電流波形質(zhì)量差和要求快的采樣速度[11-13]。

文獻(xiàn)[14]提出了一種具有固定開關(guān)頻率基于空間矢量調(diào)制（Space vector modulation，SVM）的DPC（簡稱 DPC-SVM）方法。該控制方法通過將有功和無功給定分別與預(yù)估的有功和無功比較后，經(jīng)過各自PI調(diào)節(jié)器，將其輸出通過SVM實現(xiàn)固定開關(guān)頻率。與變開關(guān)頻率的DPC相比，提高了進(jìn)網(wǎng)電流波形質(zhì)量，實現(xiàn)了功率的無靜差控制，易于濾波器設(shè)計，但動態(tài)響應(yīng)速度慢，在10 kHz的開關(guān)頻率下動態(tài)響應(yīng)速度為40~50 ms。

文獻(xiàn)[15]提出了一種基于 αβ坐標(biāo)下的 DPCSVM方法。該控制方法通過瞬時功率預(yù)估αβ坐標(biāo)下的參考電壓，其輸出通過SVM，實現(xiàn)了定頻控制和 αβ坐標(biāo)下的解耦控制，但由于功率環(huán)的積分時間常數(shù)大，降低了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。

基于上述原因，本文在傳統(tǒng)直接電流控制的基礎(chǔ)上，提出了一種三相并網(wǎng)逆變器的改進(jìn)DPC-SVM 方法。該控制方法提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。本文闡述了傳統(tǒng)和改進(jìn)DPC-SVM方法的工作原理，并對傳統(tǒng)和改進(jìn)DCP-SVM控制方法進(jìn)行了仿真和實驗驗證。

1 傳統(tǒng)DPC-SVM方法

圖1是基于傳統(tǒng)DPC-SVM三相并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)框圖。其中，Uin是輸入電壓，L1和 L2分別是逆變器側(cè)和網(wǎng)側(cè)的濾波電感，Cf是輸出濾波電容，iga、igb和igc分別是a、b和c相的進(jìn)網(wǎng)電流，uga、ugb和ugc分別是a、b和c相的電網(wǎng)電壓，ugd和ugq分別是電網(wǎng)電壓經(jīng)過 3/2變換后的直軸和交軸電壓，p*和q*分別是參考有功和參考無功，參考方向如圖1所示。

圖1 基于傳統(tǒng)DPC-SVM三相并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)框圖Fig. 1 System block diagram of the three-phase grid-connected inverter with traditional DPC-SVM

分析之前作如下假設(shè)：

1）所有功率開關(guān)管均為理想器件，忽略死區(qū)時間；

2）所有電感和電容均為理想元件，且三相參數(shù)相同；

3）電網(wǎng)電壓為三相對稱的純正弦波；

4）輸入電壓大于電網(wǎng)線電壓的峰值；

5）穩(wěn)態(tài)時，忽略功率脈動分量，參考功率等于實際功率，三相橋臂輸出的直交軸參考電壓 ud*和uq*分別等于實際的直交軸電壓ud和uq。

由于LCL濾波和單L濾波低頻特性相同，因此，基于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器在低頻段可看作是基于單L濾波的三相并網(wǎng)逆變器[16]，從而由圖1可得基于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的ud和uq分別為[6]

式中，ω為電網(wǎng)角頻率；L=L1+L2。

由假設(shè)3)可得ugq=0，從而由瞬時功率理論可得[17]

式中，p和q分別為瞬時有功功率和瞬時無功功率。

假設(shè)電網(wǎng)電壓恒定，則由式(1)~式(4)可得

由圖1可得傳統(tǒng)控制方法下的ud*和uq*分別為

式中，Δud和Δuq分別是有功和無功PI調(diào)節(jié)器的輸出。由式(5)~式(8)和假設(shè)5)可得

由式(9)和式(10)可知，有功PI調(diào)節(jié)器的輸出與無功有關(guān)，而無功PI調(diào)節(jié)器的輸出與有功有關(guān)。因此，有功和無功相互耦合。此外，由于輸出濾波電感的存在，進(jìn)網(wǎng)電流無法突變，由式(3)和式(4)可知，有功和無功也無法突變，使得ud*和uq*在功率變化時無法直接反應(yīng)參考功率的變化，從而降低了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。

2 改進(jìn)DPC-SVM方法

圖2是基于改進(jìn)DPC-SVM三相并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)框圖。參數(shù)定義同圖1。需要說明的是傳統(tǒng)DPC-SVM方法無圖2中虛線部分的內(nèi)容。分析之前所作假設(shè)同傳統(tǒng)DPC-SVM方法。

圖2 改進(jìn)DPC-SVM三相并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)框圖Fig. 2 System block diagram of the three-phase grid-connected inverter with improved DPC-SVM

由圖2可得改進(jìn)控制方法下的ud*和uq*分別為

由式(5)、式(6)、式(11)、式(12)和假設(shè)5)可得

由式(13)和式(14)可知，當(dāng)Δud和Δuq作為等效控制變量時，有功和無功可實現(xiàn)解耦控制。此外，由圖2可知，改進(jìn)DPC-SVM方法引入?yún)⒖脊β是梆?，在功率變化時直接反應(yīng)參考功率的變化，從而提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。

3 仿真結(jié)果

為了驗證理論分析，采用Saber軟件對15 kVA基于傳統(tǒng)和改進(jìn)DPC-SVM方法的三相并網(wǎng)逆變器進(jìn)行仿真研究。仿真參數(shù)如下：

1）輸入電壓：700 V；

2）電網(wǎng)相電壓：240 V/50 Hz；

3）逆變器側(cè)濾波電感和導(dǎo)線電阻分別為：1.8 mH和0.08 ?；

4）網(wǎng)側(cè)濾波電感和導(dǎo)線電阻分別為：1.5 mH和 0.03 ?；

5）輸出濾波電容：20 μF；

6）開關(guān)頻率：5 kHz；

7）同一橋臂功率開關(guān)管的死區(qū)時間：3 μs。

圖3是傳統(tǒng)和改進(jìn)DPC-SVM方法功率突加下q*、q、p*和p的仿真波形。由圖3可知，改進(jìn)控制方法比傳統(tǒng)控制方法具有更快的動態(tài)響應(yīng)速度；傳統(tǒng)控制方法下有功和無功在功率突變過程中存在很大耦合，而改進(jìn)控制方法下有功和無功在功率突變過程中基本實現(xiàn)了解耦控制。改進(jìn)控制方法無法完全實現(xiàn)解耦控制的原因為：1）存在計算延時，使得圖2中計算的p和q非實時功率；2）開關(guān)頻率較低，使得圖2中的控制量ud*和uq*延時較長；3）p和q存在高頻分量，與p*和q*不完全相等。

圖4是傳統(tǒng)和改進(jìn)DPC-SVM控制方法功率突卸下q*、q、p*和p的仿真波形。由圖4可得與圖3類似結(jié)論。

表1是傳統(tǒng)和改進(jìn)DPC-SVM方法在仿真結(jié)果下的動態(tài)響應(yīng)時間（動態(tài)響應(yīng)時間可由圖3~圖4得出）。由該表可知，改進(jìn)控制方法下的動態(tài)響應(yīng)速度比傳統(tǒng)控制方法下的快。

4 實驗結(jié)果

為了驗證理論分析，研制了一臺15 kVA基于DPC-SVM 三相并網(wǎng)逆變器的原理樣機(jī)。實驗參數(shù)同仿真參數(shù)。數(shù)字信號處理器采用 TI公司的TMS320F2812。

圖5是傳統(tǒng)和改進(jìn)DPC-SVM控制方法功率突加下p*、q*、p和q的實驗波形。由圖5可知，改進(jìn)控制方法比傳統(tǒng)控制方法具有快的動態(tài)響應(yīng)速度；傳統(tǒng)控制方法有功和無功在功率變化過程中存在很大的耦合，而改進(jìn)控制方法有功和無功在功率變化過程中基本實現(xiàn)了解耦控制。改進(jìn)控制方法無法完全實現(xiàn)解耦控制的原因為：1）存在計算和采樣延時，開關(guān)頻率較低（具體分析同仿真結(jié)果）；2）p和q存在高頻分量，與p*和q*不完全相等；3）受電網(wǎng)電壓和電感值的不對稱等因素的影響；4）解耦分量中的電感值與實際電感值存在誤差。

圖6是功率突卸下p*、q*、p和q的動態(tài)響應(yīng)實驗波形。由圖6可得與圖5類似結(jié)論。

圖3 功率突加下q*、q、p*和p的動態(tài)響應(yīng)仿真波形Fig. 3 Power step-up response of q*, q, p*, and p at simulation results

圖4 功率突卸下q*、q、p*和p的動態(tài)響應(yīng)仿真波形Fig. 4 Power step-down response of q*, q, p*, and p at simulation results

表1 傳統(tǒng)和改進(jìn)控制方法仿真結(jié)果下的動態(tài)響應(yīng)時間Table 1 Dynamic response time under traditional and improved control methods at simulation results

圖5 功率突加下p*、q*、p和q的動態(tài)響應(yīng)實驗波形Fig. 5 Power step-up response of p*, q*, p, and q at experimental results

圖6 功率突卸下p*、q*、p和q的動態(tài)響應(yīng)實驗波形Fig. 6 Power step-down response of p*, q*, p, and q at experimental results

表2是傳統(tǒng)和改進(jìn)控制方法在實驗結(jié)果下的動態(tài)響應(yīng)時間（動態(tài)響應(yīng)時間可由圖5和圖6得出）。由該表可知，傳統(tǒng)控制方法下的動態(tài)響應(yīng)時間比改進(jìn)控制方法下的慢。仿真和實驗結(jié)果存在誤差的主要原因在于：仿真中未考慮電壓和電流傳感器的采樣延時；實驗中電網(wǎng)電壓存在一定的諧波和不對稱性；各器件參數(shù)存在不對稱性；解耦分量中的電感值與實際電感值存在誤差。

表2 傳統(tǒng)和改進(jìn)控制方法實驗結(jié)果下的動態(tài)響應(yīng)時間Table 2 Dynamic response time under traditional and improved control methods at experimental results

5 結(jié)論

本文研究了一種三相并網(wǎng)逆變器的改進(jìn)DPC-SVM 方法。該控制方法是將有功和無功的解耦分量加入有功和無功 PI調(diào)節(jié)器的輸出實現(xiàn)解耦控制和快的動態(tài)響應(yīng)速度的。仿真和實驗結(jié)果表明所提DPC-SVM方法比傳統(tǒng)DPC-SVM方法具有快的動態(tài)響應(yīng)速度，同時也減小了功率變化時有功和無功的耦合。為了進(jìn)一步減小有功和無功的耦合，可通過提高開關(guān)頻率和預(yù)測功率控制的方法實現(xiàn)。

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