電流型PWM整流器的控制器設(shè)計(jì)

俞云鋒，盧 嘯

（江南大學(xué) 電氣自動(dòng)化研究所，江蘇 無錫 214122）

作為電動(dòng)汽車的充電電源，要求具有高功率因素，避免對電網(wǎng)產(chǎn)生諧波污染。傳統(tǒng)的晶閘管相控整流器功率因數(shù)低、電流畸變率大，無法達(dá)到要求，而采用脈寬調(diào)制技術(shù)可控整流器可以實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的正弦化，并且具有單位功率因數(shù)。所以PWM整流電路對于充電電源實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)提供了可能[1]。但是三相PWM整流電路具有強(qiáng)耦合非線性特性，使得控制器的設(shè)計(jì)非常復(fù)雜[2]。

針對電流型PWM整流器的控制策略的研究很多文獻(xiàn)都提出了各自的方法。文獻(xiàn)[5]中提出了通過控制調(diào)制函數(shù)延遲角α以達(dá)到功率補(bǔ)償?shù)哪康?。但延遲角的計(jì)算卻忽略了線路中的濾波電感，在濾波電感過大時(shí)將導(dǎo)致功率因數(shù)的過補(bǔ)償。文獻(xiàn)[6]提出了改進(jìn)的控制算法，但是也有其局限性，文中提出的算法需要特殊地處理由電源電壓與電流的相角差在每個(gè)周期的起點(diǎn)和終點(diǎn)的跳變；存在從吸收能量狀態(tài)到反饋能量狀態(tài)不能自然過渡的弊端。文獻(xiàn)[8]采用輸入/輸出線性化方法實(shí)現(xiàn)了電流型PWM整流器交流電流的解耦控制，但沒有對零動(dòng)態(tài)進(jìn)行控制，因此直流電流響應(yīng)較慢。

文中根據(jù)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相電流型PWM整流器的動(dòng)態(tài)模型，以網(wǎng)側(cè)電流的直軸分量和交軸分量作為虛擬輸出變量，對原本非線性強(qiáng)耦合的系統(tǒng)進(jìn)行線性化解耦，并設(shè)計(jì)了線性化的控制器，使網(wǎng)側(cè)電流的直軸分量和交軸分量獲得滿意的動(dòng)態(tài)性能。仿真和試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出方法的有效性。

1 三相電流型PWM整流器的建模

1.1 三相SCR的拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)

圖1是傳統(tǒng)的三相電流型PWM整流器（CSR）的主電路結(jié)構(gòu)圖，電路主要包括三相對稱交流電源ej（j=a，b，c）、交流濾波電感L、濾波電容C、交流濾波電感串聯(lián)等效電阻與對應(yīng)的功率管等效電阻合并為R、三相功率開關(guān)管（S1-S6）、續(xù)流二極管VD、直流濾波電感Ldc。

圖1 三相電流型PWM整流器主電路Fig.1 Main circuit of three-phase current source PWM rectifier

1.2 三相CSR的一般數(shù)學(xué)模型

根據(jù)基爾霍夫電壓和電流定律。則可以得到CSR的一般數(shù)學(xué)模型：

式中：ij（j=a，b，c）為三相CSR網(wǎng)側(cè)相電流瞬時(shí)值；vj（j=a，b，c）為三相CSR交流側(cè)相電壓瞬時(shí)值；ijt（j=a，b，c）為三相CSR交流側(cè)相電流瞬時(shí)值；idc、udc為直流側(cè)電流、電壓瞬時(shí)值；UN為中性點(diǎn)電壓；ej（j=a，b，c）為相電網(wǎng)相電動(dòng)勢瞬時(shí)值。假定三相電壓對稱，則三相電壓可表示為

1.3 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型

在t=0時(shí)，電動(dòng)勢矢量E定位于滯后a軸90度處，即d軸與-p軸重合，q軸與a軸重合。

通過Park變換得到三相CSR在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。

式（3）中[idiqvdvqidc]為狀態(tài)變量，[σdσq]為控制變量，[iqidc]為輸出變量，即該系統(tǒng)是一個(gè)兩輸入兩輸出系統(tǒng)。另外式（3）還表明在d-q坐標(biāo)系下電流型PWM整流器是一個(gè)非線性系統(tǒng)，并且是一個(gè)耦合系統(tǒng)。因此要對電流型PWM整流器進(jìn)行控制，需要對獲得的狀態(tài)方程進(jìn)行線性化解耦。

2 控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

2.1 本文系統(tǒng)的總體框圖

本文采用直流電流狀態(tài)反饋控制與直軸電流控制級聯(lián)的控制策略，通過線性化解耦產(chǎn)生控制變量U1和U2，控制PWM脈沖信號的產(chǎn)生，從而控制開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷。通過對網(wǎng)側(cè)三相交流電流和直流側(cè)電流的檢測和變換后反饋給控制器。從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)控制。系統(tǒng)的總體框圖如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)的總體框圖Fig.2 Overall system block diagram

2.2 PWM整流器輸入/輸出線性化

整流器直流側(cè)的等效電路如圖3所示。

圖3 直流側(cè)等值電路圖Fig.3 DC side equivalent circuit diagram

其回路電壓方程可表示為

假設(shè)電源電壓三相對稱，并且d-q同步坐標(biāo)系的d軸和電網(wǎng)電壓矢量重合，忽略濾波器以及整流器上的有功功率損耗，則可得到整流器直流側(cè)的狀態(tài)方程以及當(dāng)直流側(cè)輸出穩(wěn)定時(shí)id和idc的關(guān)系式。

本文的控制目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電流的恒定和實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)可控的功率因數(shù)，為使控制器設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡單，選擇輸出變量id和iq，由式（6）可知通過可控制id的穩(wěn)定來間接實(shí)現(xiàn)idc達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。同時(shí)為使系統(tǒng)能完全線性化，通過坐標(biāo)變換

并且定義需要的虛擬輸入變量v

可得到原非線性系統(tǒng)轉(zhuǎn)化后的輸入/輸出解耦線性系統(tǒng)。故在新的坐標(biāo)系下系統(tǒng)的狀態(tài)方程表示的兩個(gè)解耦系統(tǒng)：

故系統(tǒng)原控制變量u可表示為

2.3 狀態(tài)反饋?zhàn)兞康拇_定

對于式（12）描述的線性系統(tǒng)，可采用式（13）的狀態(tài)反饋?？梢允菇涣麟娏鱥d和iq獲得滿意的動(dòng)態(tài)性能

所以其仿真原理圖如圖4所示。

圖4 狀態(tài)反饋?zhàn)兞康姆抡娼Y(jié)構(gòu)圖Fig.4 State feedback variable simulation structure

2.4 直流電流控制器的設(shè)計(jì)

直流電流控制是通過控制交流電流d軸分量間接實(shí)現(xiàn)的。直流電流控制器的輸出變量是id*，控制變量是整流器直流輸出電流idc和給定直流量idc*。

故控制器的仿真框圖如下：

3 仿真分析

為了驗(yàn)證所提出控制策略的正確性，在Matlab/Simulink下對所建模型進(jìn)行了系統(tǒng)仿真實(shí)驗(yàn)。其中功率器件采用理想開關(guān)元件，主電路參數(shù)如下：電源側(cè)采用380 V三相交流電壓輸入，電網(wǎng)頻率50 Hz，交流側(cè)電感L＝0.15 mH，電容C＝150μF，直流側(cè)電感Ldc＝5 mH，負(fù)載電阻R＝2Ω，采樣頻率f1＝3 kHz，開關(guān)頻率f2＝3 kHz。

控制電路參數(shù)如下：交流電流控制器：m0＝3.25e10，m1＝2.3e7，m2＝5.4e3。直流電流控制器：k0＝3.1e5，k1＝574。直流側(cè)的參考電流為120 A，在t＝0.2 s時(shí)，負(fù)載電路由2Ω躍變到1Ω。仿真波形如圖6、圖7、圖8所示。

圖7 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的id和iqFig.7 id and iq in the rotation coordinate system

通過圖6到圖8可以看出在負(fù)載電阻躍變時(shí)直流側(cè)的電流值穩(wěn)定在120 A，可以實(shí)現(xiàn)直流側(cè)的電流穩(wěn)定；網(wǎng)側(cè)電流和電壓相位無明顯差別，具有很好動(dòng)態(tài)特性。

圖6 直流側(cè)電流波形Fig.6 Dc side current waveform

圖8 網(wǎng)側(cè)電壓和電流Fig.8 Network side voltage and current

4 結(jié)束語

文中通過對三相電流PWM整流器在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型的非線性解耦，設(shè)計(jì)了解耦后的線性控制器和直流控制器，改善了動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。通過仿真表明本文所提出的控制方法具有很好的直流電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)以及交流電流對電壓的跟蹤能力。

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