三電平逆變器SVPWM過調(diào)制控制策略研究

謝奕塵

（安徽理工大學電氣與信息工程學院，安徽 淮南 232001）

在交流調(diào)速以及 UPS電源等電力電子裝置中[1-2]由于三電平電壓型逆變器（VSI）有諧波含量小、工作效率高、輸出的電壓高、大功率等一些優(yōu)點[3]，故三電平電壓型逆變器在上述范圍內(nèi)的應(yīng)用都占據(jù)著主流地位，較之SPWM技術(shù)，SVPWM技術(shù)以其控制的簡單性，數(shù)字化的易實現(xiàn)性和具有良好的工作特性等優(yōu)點，所以SVPWM技術(shù)更適合于在數(shù)字化控制系統(tǒng)中應(yīng)用。

部分學者從20世紀90 年代初開始研究SVPWM策略在過調(diào)制范圍內(nèi)特性的上的應(yīng)用。在六拍階梯波工作狀態(tài)下三相電壓型逆變器輸出的相電壓基波幅值為 0.637Vdc相比在線性調(diào)區(qū)輸出的電壓基波矢量最大幅值 0.577Vdc高出了 10%[5]因此可知降低電動機穩(wěn)態(tài)響應(yīng)的動態(tài)時間和提高逆變器的輸出電壓采用三電平逆變器SVPWM過調(diào)制控制是有效的。

文獻[6]提出了一種基于疊加原理的過調(diào)制處理方法，本文以基于三電平g-h坐標系[7]的SVPWM算法作為基礎(chǔ)，實現(xiàn)過調(diào)制區(qū)域的控制需要將該過調(diào)制算法拓展運用到三電平逆變器中。仿真與實驗結(jié)果則證明了該過調(diào)制算法易于實現(xiàn)線性調(diào)制到六拍階梯波之間的平滑過渡。

1 三電平逆變器空間矢量與過調(diào)制

圖1為三電平逆變器電壓空間狀態(tài)矢量圖，其中矢量類型分布見表1。

圖1 三電平逆變器空間電壓矢量圖

表1 矢量類型分布表

根據(jù)伏秒平衡的原則，通過組合基本電壓矢量來合成 Vref，線性調(diào)制度達到最大值時，Vref的端點運行軌跡恰巧是圖形六邊形的內(nèi)切圓，調(diào)制度為1（定義調(diào)制度），如圖2所示。

圖2 最大線性調(diào)制

當參考電壓Vref超過六邊形邊界時，SVPWM就會發(fā)生過調(diào)制。假如不對參考矢量 Vref的幅值采取任何調(diào)整策略，電壓及電流波嚴重失真，在高性能傳動系統(tǒng)中這是不允許出現(xiàn)的，會影響電機的轉(zhuǎn)矩特性以及直流側(cè)電壓的利用率，這樣會對整個系統(tǒng)不利。

2 過調(diào)制處理方案

參考Holtz[8]的思想，線性調(diào)制區(qū)與過調(diào)制區(qū)Ⅰ之間的臨界調(diào)制比為最大線性調(diào)制比M1=1；過調(diào)制區(qū)Ⅰ與過調(diào)制區(qū)Ⅱ之間的臨界調(diào)制比與實際電壓矢量為正六邊形軌跡時的調(diào)制比相對應(yīng)，根據(jù)Fourier分解可以得到M2=1.05。

2.1 線性調(diào)制區(qū)（0≤m≤M1）

在線性區(qū)域內(nèi)，不必對Vref做出調(diào)整。

2.2 線性過調(diào)制Ⅰ區(qū)（M1≤m≤M2）

過調(diào)制Ⅰ區(qū)的過調(diào)制系數(shù)定義為

在過調(diào)制區(qū)Ⅰ內(nèi)，采用對參考矢量本身進行調(diào)整，將其調(diào)整到線性調(diào)制去內(nèi)，來實現(xiàn)過調(diào)制區(qū)的控制。以第一扇區(qū)為例調(diào)整過程如圖3所示，OE為六邊形電壓軌跡所對應(yīng)的參考矢量的幅值大??；OC為最大線性調(diào)制度所對應(yīng)的參考電壓矢量的幅值大??；OD是過調(diào)制Ⅰ區(qū)內(nèi)的某一參考矢量的幅值大小。

最大線性調(diào)制比對應(yīng)的電壓矢量為

正六邊形上的電壓矢量為

圖3 過調(diào)制Ⅰ區(qū)參考電壓矢量合成原理圖

式中，θ為參考矢量的角度。

過D點做A1E的平行線，交A1B1于點N，根據(jù)ΔCND和ΔCA1E之間的相似關(guān)系，可得

通過以上分析可得，處于過調(diào)制Ⅰ內(nèi)的參考矢量V*r是由兩部分疊加組成：①系數(shù)為K1的沿正六邊形軌跡的矢量；②系數(shù)為(1-K1)的沿最大內(nèi)切圓軌跡的矢量，得出：

2.3 線性過調(diào)制Ⅱ區(qū)(M2≤m≤1.11)

在過調(diào)制Ⅱ區(qū)內(nèi)定義過調(diào)制系數(shù)為

以第一扇區(qū)為例介紹過調(diào)制Ⅱ區(qū)內(nèi)參考矢量的調(diào)整過程，如圖3所示。圖中，OC為正六邊形電壓軌跡對應(yīng)的參考電壓矢量的幅值；OE為六拍波電壓軌跡對應(yīng)的參考電壓矢量的幅值；OD為過調(diào)制區(qū)Ⅱ內(nèi)的某一參考矢量的幅值。

計算出第一扇區(qū)內(nèi)六拍波電壓矢量為

過D點作A1E的平行線，交CA1于點N，根據(jù)ΔCND和 ΔCA1E之間的相似關(guān)系，以及ΔA1NN1和ΔA1CF可得

調(diào)制Ⅱ內(nèi)的參考矢量V*r可由兩部分疊加組成：①系數(shù)為K2的六拍波電壓矢量（圖4中OA2）；②系數(shù)為(1-K2)的沿正六邊形軌跡的矢量。過調(diào)制處理后參考矢量表達式為

圖4 過調(diào)制Ⅱ區(qū)參考電壓矢量合成原理圖

2.4 矢量工作時間的確定

經(jīng)過過調(diào)制算法處理的到新的參考矢量都在六邊形內(nèi)，因此可以采用基于 g-h坐標系的 SVPWM控制算法進行扇區(qū)判斷及基本矢量作用時間的計算。具體算法實現(xiàn)步驟見下：

1）將變換為g-h坐標系下的基本電壓矢量坐標化為整數(shù)。

2）確定合成參考矢量所需要的3個基本矢量。

3）得到各個參考矢量的占空因數(shù)。

4）逆變器開關(guān)狀態(tài)的確定。

3 仿真分析

理論分析完成后，在Matlab/Simulink仿真環(huán)境下建立了其仿真模型。仿真參數(shù)為：Vdc=400V，輸出頻率 f=50Hz，直流側(cè)電容為 C=2200μF，負載R=10?，L=10mH，系統(tǒng)開關(guān)頻率為 5kHz。圖 5為在不同調(diào)制度情況下線電壓及等效調(diào)制波波形。仿真結(jié)果驗證了過調(diào)制處理方法的有效性。

逆變器開關(guān)的動作順序如下：

因為電壓矢量(ONN)和(POO)的幅值和相角相同，為小矢量的兩種不同的開關(guān)狀態(tài)，且對中點電位的影響恰好是相反的，因此調(diào)節(jié)電壓矢量(ONN)和(POO)對應(yīng)的作用時間多少也就能達到控制中點電位的目的了。

圖5 仿真波形

4 實驗驗證

通過在二極管箝位式三電平實驗平臺上進行的實驗驗證了該過調(diào)制算法的有效性。三電平過調(diào)制算法采用TI公司TMS320F28335高性能數(shù)字信號處理器實現(xiàn)，開關(guān)頻率為 5kHz，逆變器輸出頻率為50Hz；使用 Xilinx公司 Spartan3系列的 XC3S400 FPGA完成死區(qū)產(chǎn)生、故障保護、脈沖擴展等操作，其中死區(qū)時間為 5μs；主電路直流側(cè)采用 4個2200μF/400V的電解電容，開關(guān)管采用 IRF840型MOSFET，驅(qū)動芯片采用HCPL-316J；采用MUR860超快恢復(fù)二極管；三相對稱阻感負載選擇Y型連接；直流母線電壓100V，電感值為10mH，電阻為10?。

實驗波形的采集使用的儀器是Fluke 43B電能質(zhì)量分析儀。圖6為逆變器在不同調(diào)制度下輸出線電壓的波形。實驗結(jié)果證明了此種算法是有效可行的。

圖6 實驗波形

5 結(jié)論

本文以三電平g-h坐標系的SVPWM算法為基礎(chǔ)，分析了過調(diào)制基本原理及基于疊加原理的過調(diào)制處理方法。將該算法應(yīng)用到三電平逆變器中，最后在二極管箝位式三電平實驗平臺上實現(xiàn)了該算法，不同調(diào)制度下的實驗波形驗證了過調(diào)制處理方法的有效性。

[1]李永東.高性能大容量交流電機調(diào)速技術(shù)的現(xiàn)狀及展望[J].電工技術(shù)學報,2005,20(2):1-10.

[2]李明,馬小平,陳愛麗.一種改進的三電平逆變器空間電壓矢PWM控制技術(shù)[J].東南大學學報,2003,23 (增刊):179-183.

[3]陳鑫兵, 何禮高. 三電平逆變器空間矢量過調(diào)制控制策略的研究[J].電氣應(yīng)用, 2006, 25(5):22-25.

[4]Silveri o Bolognani, Mau ro Zigliot t o. Novel Digital Continuous Control of SVM Inverters in the Over modulati on Range[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1997, 33(2):525-530.

[5]Bakhs hai A R, Rad H R S , Joos G. Space Vect or Modulation Based on Classification Method in Threephase Multilevel Voltage Source Inverter [C]#IAS2001, IEEE, 2001, 1:597-602.

[6]樊楊,瞿文龍,陸海峰,等.基于疊加原理的 SVPWM過調(diào)制算法[J].清華大學學報, 2008, 48(4):461-464.

[7]于月森,趙成成,符曉等.基于g-h坐標系SVPWM控制算法五電平逆變器仿真研究[J].電氣傳動,2011,41(12):37-40.

[8]Hol tz J. Puls e width modulation-a survey [J]. IEEE Transaction on Industry Electron, 1992,39(6):410-420.