一種寬帶D類射頻功率放大模塊設(shè)計(jì)

徐玉存，柳拓鵬

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所，合肥 230088)

0 引言

目前，廣播發(fā)射機(jī)、超視距雷達(dá)發(fā)射機(jī)、高頻大功率加熱設(shè)備、無線能量傳輸?shù)仍O(shè)備中對(duì)功率放大器的效率都提出了苛刻的要求。效率的提高使系統(tǒng)消耗的電源功率減小，從而減小設(shè)備的體積和重量，大大節(jié)約系統(tǒng)的生產(chǎn)成本和使用成本。因此，功率放大器效率的提高一直是人們所關(guān)注的課題，它推動(dòng)了功率放大器技術(shù)的不斷發(fā)展。

功率放大器類型從A類、B類放大器發(fā)展到C類高頻調(diào)諧式功率放大器，目的都是為了提高功率放大器的效率［1］。在忽略線路損耗的條件下，放大器主要損耗為漏(集電）極開關(guān)損耗PD，其可以表示為［2］

對(duì)于A類、B類、C類放大器，功率器件都工作于有源區(qū)，IS及VDS都比較大，放大器的效率難以進(jìn)一步提高。要進(jìn)一步提高放大器效率，就得讓功率器件的負(fù)載線落入高效區(qū)。D類放大器克服了A類、B類、C類放大器的缺點(diǎn)，使得功率器件工作于開關(guān)狀態(tài)，避免了漏極電流和電壓的同時(shí)存在，放大器理論效率可達(dá)到100%［3］。

本文介紹了一種基于射頻MOSFET的D類功放模塊設(shè)計(jì)研制，對(duì)設(shè)計(jì)過程中關(guān)鍵參數(shù)進(jìn)行了計(jì)算、仿真分析，并給出了初步實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果。

2 D類放大器設(shè)計(jì)分析

2.1 傳輸線變壓器耦合D類放大器原理

傳輸線變壓器耦合D類放大器原理圖如圖1所示［4］。V1、V2在一對(duì)互補(bǔ)信號(hào)的驅(qū)動(dòng)下工作，C1、C2為高頻隔直電容，C3、C4為傳輸線變壓器的端接補(bǔ)償電容。在此忽略開關(guān)管的導(dǎo)通電阻，V1、V2開關(guān)管漏源極電壓均為幅度為2VDC的矩形方波，經(jīng)傳輸線變壓器Tr2平衡-不平衡轉(zhuǎn)換后變?yōu)榉葹?VDC的對(duì)稱方波信號(hào)，經(jīng)L1、C5、L2、C6構(gòu)成的低通濾波器濾波后，在負(fù)載電阻上得到正弦電壓信號(hào)。流過開關(guān)管V1、V2的電流為正弦脈沖電流。負(fù)載上得到的為方波信號(hào)的基頻分量，按傅里葉基數(shù)展開后可得到RL兩端的電壓:

圖1 傳輸線變壓器耦合D類放大器原理圖

則傳輸?shù)截?fù)載的射頻功率:

流過每只管子的正弦電流為負(fù)載上電流的兩倍，可以求得，電源所需提供的輸入電流為

2.2 功率MOSFET的選擇

射頻功率輸出按1200 W 進(jìn)行計(jì)算，帶寬5～8 MHz，則根據(jù)式(4），供電電壓VDC為

考慮放大器的效率在0.8左右，取150 V。

這樣，射頻最大輸出功率為

直流電源輸出功率選取1800 W。

流過MOSFET的電流峰值為

則平均電流為(下式計(jì)算結(jié)果為零!）

根據(jù)以上計(jì)算，選擇IXYS 公司型號(hào)為DE275-501N16A 射頻MOSFET 作為該放大器的功率管，其最高開關(guān)頻率可以達(dá)到50 MHz，開通關(guān)斷時(shí)間可以達(dá)到數(shù)納秒，導(dǎo)通阻抗僅為0.25 Ω，漏極電壓最高達(dá)500 V，適用于高壓饋電的D類、E類射頻放大器。

2.3 輸入及驅(qū)動(dòng)電路

圖1中采用變壓器耦合輸入的射頻信號(hào)作為開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，無法滿足驅(qū)動(dòng)大功率MOSFET的要求。在開關(guān)類放大器設(shè)計(jì)中，采用矩形波驅(qū)動(dòng)可大大減小功率管在線性區(qū)的滯留時(shí)間，從而降低渡越損耗。因此，需要將輸入的射頻波轉(zhuǎn)化為方波信號(hào)來驅(qū)動(dòng)開關(guān)管工作。波形變換電路的原理如圖2所示。圖中，T1為傳輸線變壓器，其延時(shí)可以做到小于1 ns，T1在此電路中作不平衡-平衡變換，將輸入的不平衡射頻信號(hào)轉(zhuǎn)化為兩路相位相差180°的射頻信號(hào);N1、N2為高速比較器，用作過零檢測(cè)，則在N1、N2輸出端可得到兩路相位相差180°的互補(bǔ)信號(hào)［5］。

圖2 波形變換原理圖

波形變換模塊生成的方波信號(hào)幅度為5 V，經(jīng)DEIC420后，將5 V方波信號(hào)轉(zhuǎn)化為15 V的方波信號(hào)。DEIC420為IXYS 公司針對(duì)射頻MOSFET 設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)器，其最高工作頻率可到40 MHz，其峰值驅(qū)動(dòng)電流可達(dá)20 A。

2.4 傳輸線變壓器設(shè)計(jì)

傳輸線變壓器包括兩部分:傳輸線與磁芯，一般滿足兩個(gè)傳輸條件:傳輸線的串聯(lián)電感感抗遠(yuǎn)大于傳輸線的特性阻抗Z0，傳輸線的長(zhǎng)度l 遠(yuǎn)小于傳輸波長(zhǎng)λ。對(duì)于1∶4阻抗變換器，設(shè)Rg、Rb分別為電源內(nèi)阻抗和負(fù)載阻抗，則滿足最大輸出功率下的最佳傳輸條件為

滿足最佳傳輸條件下，電路傳輸系數(shù):

這里以1 dB 損耗為限值標(biāo)準(zhǔn)，傳輸線最大長(zhǎng)度l約為λ/4，考慮到磁化電感、匝間電容等影響，一般取

在大功率應(yīng)用時(shí)，首先必須保證磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度不超過允許值。繞制的匝數(shù)應(yīng)滿足:

由式(8）計(jì)算得到的匝數(shù)一般都能滿足最小并聯(lián)磁化電感的要求，但在設(shè)計(jì)傳輸線變壓器時(shí)，仍需按最小并聯(lián)磁化電感的要求進(jìn)行驗(yàn)證。

實(shí)際設(shè)計(jì)中負(fù)載阻抗為50 Ω，1∶4變換器的繞制電纜特性阻抗為25 Ω。對(duì)于5～8 MHz的帶寬內(nèi)，其波長(zhǎng)在幾十米，因此傳輸線長(zhǎng)度很好地滿足式(7），故繞制的匝數(shù)盡可能多些，以滿足式(8）的要求。但是，匝數(shù)也不宜過多，以保證匝間距足夠大，減小初級(jí)或次級(jí)的自身分布電容。要想保證足夠大的電感，最好還是采用高磁導(dǎo)率的磁芯材料，這樣變壓器也可以做到小體積和高功率容量。

對(duì)于非理想化磁芯，考慮1∶–1的倒相變換器，其傳輸系數(shù):

其中，μ'和μ″代表磁導(dǎo)率的實(shí)部與虛部。由式(9）可知，在μ'遠(yuǎn)大于μ″時(shí)，變壓器的傳輸損耗隨μ″增大而增大;在μ'遠(yuǎn)小于μ″時(shí)，損耗隨μ″的增大而減小，并且與μ'無關(guān)。這一結(jié)論實(shí)際上適用于任何變換電路［6］。對(duì)于工作頻率5～8 MHz，鐵氧體材料往往更容易滿足條件μ'遠(yuǎn)大于μ″。因此，盡可能選擇μ'相對(duì)高的磁芯材料。本文選用了國(guó)產(chǎn)R400P 型鎳鋅軟磁鐵氧體材料，其磁導(dǎo)率為400，飽和磁通密度為320 mT，并具有高Q 值和頻率特性穩(wěn)定等特點(diǎn)。

實(shí)際繞制的變壓器如圖3所示。其中1∶4變換器采用雙線并繞，其特征阻抗為25 Ω，繞制匝數(shù)為10匝，主要保證最小并聯(lián)磁化電感的需要求;1∶–1的倒相變壓器采用的是雙孔磁芯，由50 Ω的同軸線繞制。雙孔磁芯的電感量要比單孔大的多，在理論上亦可以獲得更大的帶寬，其上限頻率可以做得更高。

圖3 傳輸線變壓器

2.5 PCB 布板及接地處理

大功率MOSFET 工作于開關(guān)狀態(tài)，其DS兩端的電壓擺幅較大，這樣將產(chǎn)生大量獨(dú)立于開關(guān)頻率的高頻分量。小信號(hào)的射頻輸入及波形處理電路有可能遭到破壞而不能正常工作。在PCB 布局時(shí)應(yīng)將大功率器件和射頻輸入、波形處理電路合理分區(qū)，避免功率輸出級(jí)與其他小功率電路具有共同的地回路［7］。

圖4 接地處理原理圖

在本電路設(shè)計(jì)中，驅(qū)動(dòng)級(jí)地和功率級(jí)電路地之間單點(diǎn)連接，接地處理原理見圖4所示。圖中，驅(qū)動(dòng)地與功率地之間采用單點(diǎn)接地，驅(qū)動(dòng)級(jí)電路和功率級(jí)電路均大面積覆地，在兩個(gè)大面積地之間串接小阻值電阻R1。根據(jù)電流總是選擇低阻抗回路通過的原理，可以將驅(qū)動(dòng)小電流回路和后級(jí)大功率電路電流回路分割為兩個(gè)獨(dú)立的回路，消除共地阻抗所產(chǎn)生的干擾。

3 放大器的仿真分析

3.1 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)仿真設(shè)計(jì)

由開關(guān)電路獲得的矩形波電壓需經(jīng)過匹配網(wǎng)絡(luò)，其主要功能是濾除高次諧波分量而讓基波分量傳遞到負(fù)載。這里對(duì)高次諧波(最小為三次諧波）的抑制主要有電路的品質(zhì)因數(shù)QL來決定，其越大，諧波抑制越好，但輸出功率變小，需折中考慮。第n 次諧波與基波的電流輸出關(guān)系可以表示為

實(shí)際設(shè)計(jì)中，匹配網(wǎng)絡(luò)采用4節(jié)低通濾波器實(shí)現(xiàn)，在5～8 MHz的帶寬內(nèi)，采用ADS 軟件優(yōu)化設(shè)計(jì)后得到匹配網(wǎng)絡(luò)見圖5所示，S(2，1）參數(shù)曲線見圖6。從圖可以看出，頻率大于9 MHz時(shí)衰減急劇下降，在15 MHz(最低頻率的三次諧波）時(shí)衰減接近18 dB。

圖5 匹配網(wǎng)絡(luò)電路圖

圖6 ADS 仿真結(jié)果

3.2 放大器的PSpice 輸出仿真

根據(jù)以上計(jì)算分析，結(jié)合ADS 仿真的結(jié)果，采用PSpice 對(duì)設(shè)計(jì)結(jié)果進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。輸入直流電壓150 V，在5、8 MHz 得到的仿真結(jié)果如圖7～10所示。

圖7 5 MHz時(shí)負(fù)載電阻上的電壓波形

圖8 5 MHz時(shí)開關(guān)管DS兩端的電壓波形

圖9 8 MHz時(shí)負(fù)載上的電壓波形

圖10 8 MHz時(shí)開關(guān)管DS兩端的電壓波形

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果

試驗(yàn)測(cè)試的射頻放大模塊照片如圖11所示。試驗(yàn)信號(hào)源信號(hào)為AG8648D，負(fù)載為50 Ω 射頻吸收負(fù)載，其最大熱吸收功率為2 kW。

圖11 放大模塊實(shí)驗(yàn)測(cè)試照片

圖12和圖13分別為MOSFET 漏源極波形和輸出功率波形。實(shí)測(cè)波形與仿真的波形差異較大，這是由于仿真是沒有考慮分布參數(shù)的影響。實(shí)際上，由于電壓上升速度過快加上引線電感的存在，往往會(huì)在方波上疊加有較大的振蕩。由于振蕩的幅值往往是正常值的1.5 倍以上，因此受MOSFET 器件的耐壓限制，實(shí)際中電壓最大只能加到120 V左右，放大器最大輸出功率約830 W。要想進(jìn)一步獲得千瓦以上的功率輸出，還需要進(jìn)一步合理布局設(shè)計(jì)，降低分布參數(shù)的影響。

圖12 8 MHz時(shí)輸出功率波形

圖13 8 MHz時(shí)MOSFET的DS 間波形

表1為相同輸入電壓、不同開關(guān)頻率下的輸出功率、效率測(cè)試情況。從測(cè)試結(jié)果看，放大器模塊效率都在80%以上，帶內(nèi)功率起伏小于0.7 dB。

表1 不同工作頻率下輸出功率與效率

5 結(jié)束語

放大管工作于開關(guān)狀態(tài)是射頻功率放大器提高效率的有效途徑之一。但是，受功率器件技術(shù)發(fā)展的影響，往往很難做到大功率應(yīng)用。本文對(duì)射頻放大模塊的大功率與高效率輸出進(jìn)行了試驗(yàn)研究，為下一步獲得千瓦以上輸出功率應(yīng)用打下基礎(chǔ)。該類型放大模塊在超視距雷達(dá)、海岸監(jiān)視雷達(dá)具有很好的應(yīng)用前景;在ISM 頻段，由于其極高的效率，也越來越多的受到關(guān)注［8］。

［1］鄭強(qiáng).甲乙類變壓器耦合推挽功率放大器的工程應(yīng)用［J］.聲學(xué)與電子工程，2010(3）:44-46.

［2］胡長(zhǎng)陽.D類和E類開關(guān)模式放大器［M］.高等教育出版社，2011.3.

［3］Andrei Grebennikov.射頻與微波功率放大器設(shè)計(jì)［M］.張玉飛，趙宏飛，譯.北京:電子工業(yè)出版社，2006.4.

［4］K I Hwu，Y T Yau.Output Power Enhancement of Full-Bridge Class-D Amplifier// International Power Electronics Conference，2010:557-561.

［5］張俊玲，李朋蘭.過零比較器試驗(yàn)中相位失真問題的研究［J］.武警學(xué)院學(xué)報(bào)，1999，15(2）:67-68.

［6］張紀(jì)綱.射頻鐵氧體寬帶器件［M］.北京:科學(xué)出版社，1986.

［7］徐興福.ASD2008 射頻電路設(shè)計(jì)與仿真實(shí)例［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2009.

［8］周萬幸.天波超視距雷達(dá)發(fā)展綜述［J］.電子學(xué)報(bào)，2011(6）:1373-1378.