新型高效率并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器

王 強(qiáng) 王天施 孫海軍 劉曉琴 侯利民

（1. 遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院 撫順 113001 2. 遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院 葫蘆島 125105）

1 引言

功率器件的開關(guān)損耗會隨著開關(guān)頻率的提高顯著增加，傳統(tǒng)的硬開關(guān)逆變器在更高開關(guān)頻率下越來越難以保持較高的效率，而軟開關(guān)逆變器可以減小功率器件開關(guān)損耗，在高開關(guān)頻率及高效率要求的應(yīng)用場合更具有優(yōu)勢。為了得到高效、高性能和高功率密度的逆變器，諧振直流環(huán)節(jié)逆變器以其結(jié)構(gòu)簡單、控制方便而受到研究者的關(guān)注。從早期的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[1]、有源鉗位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[2,3]，發(fā)展到各種并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器[4-13]。并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器具有各元件電壓應(yīng)力低，各開關(guān)元件均工作于軟開關(guān)狀態(tài)下，電路具有良好的脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation,PWM）應(yīng)用能力等優(yōu)點(diǎn)，是目前諧振直流環(huán)節(jié)逆變器拓?fù)溲芯堪l(fā)展的主流。

但是目前相關(guān)文獻(xiàn)提出的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仍然需要進(jìn)一步完善。在文獻(xiàn)[4-10]提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，有一個輔助開關(guān)器件被設(shè)置在直流母線上，導(dǎo)致該輔助開關(guān)器件的通態(tài)損耗較大，增加了輔助諧振單元的總損耗；在文獻(xiàn)[11]提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，雖然輔助諧振電路只有一個輔助開關(guān)器件，控制簡單而且硬件成本低，但是諧振電感被設(shè)置在直流母線上，同樣增加了輔助諧振單元的總損耗。目前相關(guān)文獻(xiàn)已經(jīng)提出的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)存在的共同缺點(diǎn)是有輔助開關(guān)器件或諧振元件串聯(lián)在直流母線上，隨著輸出功率的增加，輔助諧振單元的損耗會顯著增加，阻止效率大幅度提高，與硬開關(guān)逆變器相比，導(dǎo)致滿載時的效率提高值低于輕載時的效率提高值。

本文提出一種新型高效率并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，彌補(bǔ)了上述提及的不足，且具有以下特點(diǎn)：①輔助諧振單元中的諧振電感和輔助開關(guān)器件都位于直流母線的并聯(lián)支路上，降低了輔助諧振單元的損耗，有利于實(shí)現(xiàn)高效率；②逆變橋的主開關(guān)操作均為零電壓開關(guān)，輔助開關(guān)實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)和零電流開關(guān)；③主開關(guān)在直流母線零電壓凹槽內(nèi)完成切換以后，不需要控制輔助開關(guān)器件，直流母線電壓可以自然回升到電源電壓；④主開關(guān)在直流母線零電壓凹槽內(nèi)切換時，不需要設(shè)置死區(qū)，通過橋臂短路使諧振電感存儲足夠的能量，保證主開關(guān)在零電壓凹槽內(nèi)完成切換后，直流母線電壓可以回升到電源電壓。文中對其工作原理進(jìn)行了分析，給出了不同工作模式下的等效電路圖，軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件和控制策略，制作了一個功率 5 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證本文提出的新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的有效性。

2 新回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及基本動作原理

2.1 回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由PWM可控整流器，輔助諧振電路和 PWM逆變器電路組成。輔助諧振電路包括電解電容CF1和CF2，諧振電感Lr，輔助開關(guān)器件Sa1和Sa2及其反并聯(lián)二極管VDa1和 VDa2。PWM逆變器的橋臂上的各開關(guān)器件都并聯(lián)緩沖電容Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關(guān)器件提供零電壓開關(guān)條件。三相逆變橋的開關(guān)器件在直流母線零電壓凹槽期間關(guān)斷或?qū)?，功率器件開關(guān)時無電壓和電流的重疊，從而降低了開關(guān)損耗。為簡化分析，做如下假設(shè)：①器件均為理想工作狀態(tài)；②負(fù)載電感遠(yuǎn)大于諧振電感，逆變橋開關(guān)狀態(tài)過渡瞬間的負(fù)載電流可以認(rèn)為是恒流源I0，其數(shù)值取決于各相電流的瞬時值及逆變橋6個開關(guān)器件的開關(guān)狀態(tài)；③逆變器的6個主開關(guān)器件等效為Sinv，主開關(guān)器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管等效為 VDinv，當(dāng)Sinv導(dǎo)通時，表示橋臂瞬間短路；④逆變器的 6個緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因?yàn)槟孀兤鞲鳂虮凵舷氯我庖环降拈_關(guān)器件接通時，都使與其并聯(lián)的電容Cs短路，正常工作時3個橋臂上的電容相當(dāng)于3個電容并聯(lián)。新型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可等效為如圖 2所示的電路，Sinv、VDinv和I0組成了 PWM逆變器的等效電路，直流電源E和電感Ld組合在一起等效成 PWM可控整流器提供的直流電源，其中電感Ld用來等效PWM可控整流器輸入端的濾波電感La、Lb和Lc，其電感值相對較大。如圖2所示，在諧振過程中，當(dāng)?shù)刃щ娙軨r的電壓（直流母線電壓）逐漸減小時，等效電感Ld承受的電壓逐漸增大，當(dāng)直流母線電壓減小到零時，等效電感Ld承受的電壓大小等于E，所以該逆變器由輸入端帶有濾波電感的三相 PWM可控整流器供電時，直流母線電壓可以變化到零。如果直流電源E不是與電感Ld串聯(lián)，而是與大電容并聯(lián)，則直流母線電壓會被鉗位在直流電源電壓，不會變化到零。負(fù)荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分電流電壓都以圖2所示方向?yàn)檎?/p>

圖1 三相諧振直流環(huán)節(jié)逆變器主電路Fig.1 Three phase resonant DC Link inverter

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of the inverter

2.2 基本動作原理

本電路在一個開關(guān)周期內(nèi)可以分為8個工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示。在圖3中，等效開關(guān)器件Sinv導(dǎo)通期間表示橋臂處于短路狀態(tài)。

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

工作模式：

（1）模式 1（t～t0）：初始狀態(tài)，電源向負(fù)載傳輸電能，直流母線電流分為兩部分：一部分流向負(fù)載，其電流值等于I0；另一部分經(jīng)過Sa1的反并聯(lián)二極管VDa1流向電容CF1，其電流值等于Ib1，此時Sa1處于開通狀態(tài)，電路工作在穩(wěn)態(tài)。

（2）模式2（t0～t1）：在t0時刻，接通輔助開關(guān) Sa2，在諧振電感Lr的作用下，降低了流過輔助開關(guān)Sa2的電流的上升率，所以Sa2實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通。Sa2導(dǎo)通后，諧振電感Lr承受的電壓值為E/2，Lr被充電，流過Lr的電流iLr線性增大，同時流過二極管 VDa1的電流以同樣的速率線性減小，在t1時刻，當(dāng)iLr線性增大到電流值Ib1時，二極管VDa1自然關(guān)斷，模式2結(jié)束。本模式的持續(xù)的時間為

（3）模式 3（t1～t2）：從t1時刻開始，Lr繼續(xù)被充電，iLr繼續(xù)線性增大，同時流過輔助開關(guān) Sa1的電流從零開始線性增大。在t2時刻，當(dāng)iLr增大到設(shè)定值Ib2時，模式3結(jié)束。本模式的持續(xù)的時間為

（4）模式4（t2～t3）：在t2時刻，關(guān)斷輔助開關(guān)Sa1，在電容Cr的作用下，降低了Sa1關(guān)斷瞬間端電壓的上升率，所以 Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。Sa1關(guān)斷以后，Lr和Cr開始諧振，Cr放電，Lr被充電，iLr繼續(xù)增大，Cr的端電壓從E逐漸減小，圖2中的電感Ld承受的電壓開始增大。Cr的端電壓減小到E/2時，iLr增加到最大值，然后Lr開始放電，iLr開始減小。在t3時刻，當(dāng)Cr的端電壓減小到零時，二極管VDinv開始導(dǎo)通，模式4結(jié)束。本模式中，iLr和uCr的表達(dá)式分別為

把式（5）代入式（3）得到iLr（t3）=Ib2。

（5）模式5（t3～t4）：在t3時刻，直流母線電壓下降到零，圖2中的電感Ld承受的電壓大小等于E，電壓極性與直流電源E的極性相反，所以直流電源E不向負(fù)載傳輸電能，二極管VDinv導(dǎo)通，負(fù)載電流將通過二極管 VDinv續(xù)流，Lr承受電壓值為E/2，Lr放電，向電容CF2回饋能量，流過Lr的電流線性減?。辉趖4時刻，當(dāng)iLr=0時，本模式結(jié)束。因?yàn)樵趖3時刻直流母線電壓為零，所以在t3時刻開通Sinv，則Sinv實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。本模式中，iLr表達(dá)式為

（6）模式6（t4～t5）：在t4時刻，諧振電感Lr承受的電壓值仍然是E/2，iLr開始反向線性增大，二極管VDa2導(dǎo)通，因?yàn)殡娏鏖_始流過等效開關(guān)Sinv，所以橋臂處于短路狀態(tài)。在t5時刻，當(dāng)iLr反向增大到設(shè)定值Ib3時，本模式結(jié)束。為了使諧振電感Lr儲存足夠的能量，以便在模式7的諧振過程中使直流母線電壓回升到電源電壓E，所以在本模式中必須使橋臂瞬間短路。因?yàn)閳D2中的大電感Ld可以在短時間內(nèi)有效抑制短路電流的變化，所以短時間的橋臂短路不會損壞直流供電電源。本模式中直流母線電壓為零，直流電源已經(jīng)不向負(fù)載傳輸電能，負(fù)載電流通過二極管VDinv續(xù)流。因?yàn)樵趖4時刻，iLr=0，所以在t4時刻關(guān)斷輔助開關(guān) Sa2為零電流關(guān)斷。本模式的持續(xù)時間為

（7）模式 7（t5～t6）：在t5時刻，當(dāng)iLr反向增大到設(shè)定值Ib3時，關(guān)斷等效開關(guān)Sinv，因?yàn)榇藭r直流母線電壓仍為零，所以 Sinv實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。等效開關(guān) Sinv關(guān)斷以后，橋臂恢復(fù)正常狀態(tài)，相當(dāng)于橋臂上的主開關(guān)在直流母線電壓為零的期間內(nèi)完成了零電壓切換。Sinv關(guān)斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr被充電，iLr繼續(xù)反向增大，Cr的端電壓從零逐漸增大，圖2中的電感Ld承受的電壓開始減小，所以直流電源E開始向負(fù)載傳輸電能。Cr的端電壓增大到E/2時，iLr反向增加到最大值，然后Lr開始放電，iLr開始減小。在t3時刻，當(dāng)Cr的端電壓增大到E時，二極管 VDa1開始導(dǎo)通，模式 7結(jié)束。本模式中，iLr和uCr的表達(dá)式分別為

把式（11）代入式（9）得到iLr（t6）=-Ib3。

（8）模式 8（t6～t7）：在t6時刻，二極管 VDa1導(dǎo)通以后，諧振電感Lr承受的電壓值為E/2，Lr放電，流過Lr的電流iLr開始從Ib3線性減小，同時流過二極管VDa1的電流以同樣的速率線性增大，因?yàn)樵趖6時刻，Sa1的端電壓為零，所以在t6時刻開通Sa1，則Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。在t7時刻，當(dāng)iLr線性減小到零時，二極管VDa2自然關(guān)斷，同時流過二極管 VDa1的電流增大到Ib1，模式 8結(jié)束。然后電路返回模式 1，開始下一個開關(guān)周期的工作。因?yàn)楸灸Ｊ街?，iLr從Ib3線性減小零，而流過二極管VDa1的電流以同樣的速率從零線性增大到Ib1，所以Ib1=Ib3。模式8持續(xù)的時間為

2.3 實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的條件

根據(jù)模式4的分析可知，主開關(guān)為實(shí)現(xiàn)零電壓開通，必須使直流母線電壓下降到零。由式（4）可知為保證uCr減小到零，諧振電流設(shè)定值Ib2需要滿足

根據(jù)模式 7的分析可知，輔助開關(guān) Sa1為實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，直流母線電壓必須回升到電源電壓E。由式（10）可知為保證uCr增大到E，諧振電流iLr設(shè)定值Ib3需要滿足

為在全負(fù)荷范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，當(dāng)負(fù)載電流最小時，檢測出穩(wěn)態(tài)時流過二極管VDa1的電流值Ib1，然后諧振電流iLr的設(shè)定值Ib2和Ib3，以及諧振元件參數(shù)應(yīng)保證式（13）和式（14）成立。

3 控制策略

諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的控制主要包括兩部分：PWM 逆變器主電路的控制和諧振網(wǎng)絡(luò)的控制。關(guān)于 PWM逆變器主電路的控制，采用新型空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM）方法[12]，其目的是把1個開關(guān)周期內(nèi)，3個橋臂上需要零電壓開通的 3個開關(guān)器件同時開通，如果零電壓凹槽出現(xiàn)在每個開關(guān)周期的初始部分，那么需要零電壓開通的3個開關(guān)器件就可以在零電壓凹槽內(nèi)同時完成導(dǎo)通，有利于減少輔助諧振電路開關(guān)動作的次數(shù)，具體方法見文獻(xiàn)[12]。

需要注意的是硬開關(guān)逆變器同一橋臂上的開關(guān)器件在切換時，先關(guān)斷之前處于導(dǎo)通狀態(tài)的開關(guān)器件，經(jīng)過死區(qū)時間后，再開通之前處于關(guān)斷狀態(tài)的開關(guān)器件，即“先關(guān)斷，后導(dǎo)通”。但是本文提出的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器在每個開關(guān)周期的工作過程中，為了使諧振電感Lr儲存足夠的能量，要求橋臂瞬間短路，所以處于逆變器同一橋臂的開關(guān)器件在零電壓凹槽內(nèi)切換時，先開通之前處于關(guān)斷狀態(tài)的開關(guān)器件，經(jīng)過時間T0之后，再關(guān)斷之前處于導(dǎo)通狀態(tài)的開關(guān)器件，即“先導(dǎo)通，后關(guān)斷”。

諧振網(wǎng)絡(luò)的控制方法如下：圖3所示的逆變橋需要改變開關(guān)狀態(tài)時，主開關(guān)的切換滯后一定的時間Ta，以便在直流母線零電壓凹槽內(nèi)動作，在主開關(guān)原動作時刻，先接通輔助開關(guān) Sa2，經(jīng)過時間Tb之后，關(guān)斷輔助開關(guān)Sa1，同時檢測直流母線電壓，當(dāng)母線電壓下降到零以后，主開關(guān)開始動作，先接通之前處于關(guān)斷狀態(tài)的主開關(guān)器件，這時橋臂進(jìn)入到短路狀態(tài)。經(jīng)過時間T0之后，再關(guān)斷之前處于導(dǎo)通狀態(tài)的開關(guān)器件。這時橋臂恢復(fù)到正常狀態(tài)，處于同一橋臂的主開關(guān)器件在零電壓凹槽內(nèi)完成了切換。主開關(guān)完成切換以后，直流母線電壓開始自然回升。檢測到直流母線電壓回升到電源電壓時，再次開通輔助開關(guān)Sa1。其中輔助開關(guān)器件Sa1在關(guān)斷之后，經(jīng)過時間Ta1再次接通；輔助開關(guān)器件Sa2在接通之后，經(jīng)過時間Ta2再次關(guān)斷。根據(jù)前面的工作分析可以計算出每個開關(guān)周期中各開關(guān)器件控制時間。

主開關(guān)切換的滯后時間為

在諧振元件參數(shù)和諧振電流設(shè)定值確定以后，以上控制時間都是固定的，不隨負(fù)載電流瞬時值變化，即諧振網(wǎng)絡(luò)采用固定時間控制[13]。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證本文提出的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的有效性，制作了功率為 5 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，輸出端接三相阻感性負(fù)載。實(shí)驗(yàn)電路的參數(shù)值如表所示。

表 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)Tab. The parameters of the circuit

直流母線電壓ubus的實(shí)驗(yàn)波形如圖5a所示，可以看出直流母線電壓從E下降到零，而后又重新上升到E，出現(xiàn)了多個零電壓凹槽，因此，逆變器的開關(guān)器件在母線電壓為零時，即可以完成零電壓開關(guān)。諧振電流iLr的實(shí)驗(yàn)波形如圖 5b所示，與圖 3所示的特征工作波形基本一致，圖5a和圖5b的實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了逆變器工作原理的正確性。該軟開關(guān)逆變器在輸出頻率為50Hz時的線電壓uab和相電流

圖5 實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms

ia的實(shí)驗(yàn)波形如圖5c、5d所示，可以看出諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的線電壓和相電流的波形依然平滑，其中輸出線電壓畸變率為1.2%，所以該逆變器的輸出電壓可以被很好地控制，沒有因?yàn)橹绷鳝h(huán)節(jié)增加輔助諧振電路而受到影響。分壓電容CF1和CF2的電壓實(shí)驗(yàn)波形如圖5e所示，可以看出CF1和CF2的穩(wěn)態(tài)電壓基本等于輸入直流電壓的一半，很好地實(shí)現(xiàn)了電容均壓，保證了電路的可靠運(yùn)行。圖5f為未添加輔助諧振單元，而且主開關(guān)沒并聯(lián)緩沖電容時，硬開關(guān)逆變器的主開關(guān) S1導(dǎo)通和關(guān)斷時的端電壓和電流實(shí)驗(yàn)波形，可以看出開關(guān)器件動作時，電壓和電流存在明顯的重疊區(qū)，開關(guān)損耗較大。圖 5g和圖5h分別為添加輔助諧振單元后，本文提出的軟開關(guān)逆變器的主開關(guān) S1導(dǎo)通和關(guān)斷時的端電壓和電流實(shí)驗(yàn)波形，從圖5g可以看出主開關(guān)S1導(dǎo)通時，端電壓已經(jīng)降到零，S1實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；從圖5h可以看出主開關(guān)S1關(guān)斷時，其端電壓以相對較低的變化率上升，S1實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。所以從圖5g和圖 5h可以看出主開關(guān) S1實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，相比于硬開關(guān)逆變器，開關(guān)損耗明顯降低。

實(shí)驗(yàn)效率曲線如圖6所示，對于固定的三相阻感性負(fù)載，圖6中的硬開關(guān)和軟開關(guān)的效率特性是通過改變調(diào)制度測得的[14-18]，而且測試硬開關(guān)效率特性時，移除輔助諧振電路?？紤]到讀取誤差，針對每個測量點(diǎn)，在同一條件下測量5次，最后取其平均值。可以看出在輸出功率Po達(dá)到額定功率5kW時，本文提出的新型高效率諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的實(shí)測效率η達(dá)到 95.8%，相比于硬開關(guān)逆變器，效率提高5.6%；在輸出功率1kW時，其實(shí)測效率η達(dá)到 90.8%，相比于硬開關(guān)逆變器，效率提高 2%，所以相比于硬開關(guān)逆變器，本文提出的新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器滿載 5kW 時的效率提高值高于輕載1kW時的效率提高值。該軟開關(guān)逆變器因?yàn)橹绷髂妇€上沒有串聯(lián)輔助開關(guān)器件和諧振元件，降低了輔助諧振單元的損耗，所以能獲得較高的效率。從圖6還可以看出直流母線上有諧振電感的傳統(tǒng)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器在輸出功率達(dá)到額定功率5kW時，實(shí)測效率η達(dá)到91.4%，與硬開關(guān)逆變器相比，效率提高1.2%；在輸出功率1kW時，其實(shí)測效率η達(dá)到 90.5%，與硬開關(guān)逆變器相比，效率提高1.7%，所以相比于硬開關(guān)逆變器，傳統(tǒng)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器滿載 5kW 時的效率提高值低于輕載1kW時的效率提高值，而且滿載 5kW 時，其效率比本文提出的軟開關(guān)逆變器低4.4%，原因在于輸出功率變大時，傳統(tǒng)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器直流母線上的諧振電感的損耗大幅度增加，阻礙了效率的提高。

圖6 效率曲線Fig.6 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文提出了一種新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，與相關(guān)文獻(xiàn)提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，其輔助諧振單元中的器件都位于直流母線的并聯(lián)支路上，降低了輔助諧振單元的損耗。通過實(shí)驗(yàn)研究得出如下結(jié)論：

（1）該并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的直流母線電壓周期性地形成零電壓凹槽，使逆變器的開關(guān)器件在母線電壓為零時完成切換，實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，有利于開關(guān)損耗的減小和提高開關(guān)頻率。

（2）直流分壓電容有效地實(shí)現(xiàn)了直流電源電壓的均壓，保證了電路的可靠工作。

（3）逆變器輸出的線電壓和相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波。

（4）在輸出功率 5kW 的原理樣機(jī)上得到了95.8%的實(shí)測效率，相對于硬開關(guān)逆變器，效率有明顯提高。

[1] Bellar M D, Wu T S, Tchamdjou A, et al. A review of soft-switched dc-ac converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1998, 34(4): 847-860.

[2] 祁曉蕾, 阮新波. 一種新的雙幅控制有源箝位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2008,28(27): 42-47.Qi Xiaolei, Ruan Xinbo. A novel two-amplitude active-clamped resonant DC link inverter[J].Proceedings of the CSEE, 2008, 28(27): 42-47.

[3] 應(yīng)建平, 沈紅, 張德華, 等. 雙滯環(huán)控制的三相雙幅有源箝位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2004, 24(2): 8-12.Ying Jianping, Shen Hong, Zhang Dehua, et al.Two-hystersis control of three-phase two-amplitude actively clamped resonant DC-link inverter[J].Proceedings of the CSEE, 2004, 24(2): 8-12.

[4] 明正峰, 鐘彥儒, 寧耀斌, 等. 一種新的直流母線并聯(lián)諧振零電壓過渡三相 PWM 電壓源逆變器[J].電工技術(shù)學(xué)報, 2001, 16(6): 31-35.Ming Zhengfeng, Zhong Yanru, Ning Yaobin, et al. A novel transition DC-rail parallel resonant zero voltage three phase PWM voltage source inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2001,16(6): 31-35.

[5] Pan Zhiyang, Luo Fanglin. Transformer based resonant DC link inverter for brushless DC motor drive system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(4): 939-947.

[6] 王軍, 徐龍祥. 軟開關(guān)技術(shù)在磁懸浮軸承功率放大器中的應(yīng)用[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2009, 24(6): 85-90.Wang Jun, Xu Longxiang. Application of power amplifier for active magnetic bearing using softswitching technology[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(6): 85-90.

[7] Chen Yietone. A new quasi-parallel resonant DC link for soft-switching PWM inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1998, 13(3): 427-435.

[8] 王軍, 徐龍祥. 磁懸浮軸承并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)開關(guān)功率放大器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2009, 29(12): 87-92.Wang Jun, Xu Longxiang. Parallel resonant DC link soft-switching power amplifier of magnetic bearing[J].Proceedings of the CSEE, 2009, 29(12): 87-92.

[9] 張化光, 王強(qiáng), 褚恩輝, 等. 新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2010, 30(3): 21-27.Zhang Huaguang, Wang Qiang, Chu Enhui, et al. A novel resonant DC link soft-switching inverter[J].Proceedings of the CSEE, 2010, 30(3): 21-27.

[10] Gurunathan R, Ashoka K S B. Zero-voltage switching DC link single-phase pulsewidth-modulated voltage source inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(5): 1610-1618.

[11] 李睿, 馬智遠(yuǎn), 徐德鴻. 一種高效率軟開關(guān)三相并網(wǎng)逆變器[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2011, 35(3): 62-66.Li Rui, Ma Zhiyuan, Xu Dehong. A high efficiency soft switching three-phase grid-connected inverter[J].Automation of Electric Power Systems, 2011, 35(3):62-66.

[12] 潘三博, 陳宗祥, 潘俊民. 一種新型直流環(huán)節(jié)諧振逆變器的空間矢量脈寬調(diào)制方法[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2007, 27(1): 65-69.Pan Sanbo, Chen Zongxiang, Pan Junmin. A novel SVPWM method for DC rail resonant inverter[J].Proceedings of the CSEE, 2007, 27(1): 65-69.

[13] 賀虎成, 劉衛(wèi)國, 李榕, 等. 電機(jī)驅(qū)動用新型諧振直流環(huán)節(jié)電壓源逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報,2008, 28(12): 60-65.He Hucheng, Liu Weiguo, Li Rong, et al. A novel resonant DC link voltage source inverter for motor drives[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(12):60-65.

[14] 王強(qiáng). 無中性點(diǎn)電位變化的輔助諧振變換極逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2011, 31(18): 27-32.Wang Qiang. Auxiliary resonant commutated pole inverter without change of neutral point potential[J].Proceedings of the CSEE, 2011, 31(18): 27-32.

[15] 王強(qiáng). 新型零電壓開關(guān)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2011, 31(27): 74-80.Wang Qiang. Novel zero-voltage switching resonant DC link inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2011,31(27): 74-80.

[16] 王強(qiáng), 張化光, 褚恩輝, 等. 新型零電壓零電流諧振極型軟開關(guān)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2009,29(27): 15-21.Wang Qiang, Zhang Huaguang, Chu Enhui, et al.Novel zero-voltage and zero-current resonant pole soft-switching inverter[J]. Proceedings of the CSEE,2009, 29(27): 15-21.

[17] 王強(qiáng), 張化光, 褚恩輝, 等. 一種新型三相無源軟開關(guān)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2009, 29(18): 33-40.Wang Qiang, Zhang Huaguang, Chu Enhui, et al. A novel three-phase passive soft-switching nverter[J].Proceedings of the CSEE, 2009, 29(18): 33-40.

[18] Zhang Huaguang, Wang Qiang, Chu Enhui, et al.Analysis and implementation of a passive lossless soft-switching snubber for PWM inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(2):411-426.