一款改進型AB類音頻功率放大器的設(shè)計

韓 輝，薛超耀，馬任月

(西安電子科技大學(xué)電路CAD研究所，陜西西安 710071)

隨著經(jīng)濟發(fā)展與生活水平的提高，越來越多的便攜電子設(shè)備出現(xiàn)。如MP3/MP4、手機、移動DVD、電子書等。大部分便攜電子設(shè)備都有音頻輸出功能，因此需要使用一個音頻功率放大器芯片。工程師在產(chǎn)品設(shè)計中，對音頻功放的要求是:設(shè)計簡單、芯片面積小、輸出功率大、制造成本低。由于便攜產(chǎn)品多是電池供電，因此還需要音頻功放耗電少、效率高，以延長電池的使用壽命［1］。目前應(yīng)用于便攜設(shè)備中的音頻功率放大器，主要分為AB類和D類兩種，其主要區(qū)別是放大器分別工作在線性區(qū)和開關(guān)狀態(tài)［2］。

AB類音頻功率放大器工作在線性區(qū)，因其技術(shù)成熟、音頻性能優(yōu)異、應(yīng)用簡單、價格低等優(yōu)勢，一直在小功率音頻放大器市場中占據(jù)主流［3］。AB類音頻功放已被廣泛應(yīng)用于各種音頻產(chǎn)品?？紤]到AB類音頻功放能夠提供高品質(zhì)的信號放大性能，因此適合耳機和一些小功率喇叭的應(yīng)用。AB類音頻功率放大器對輸出運算放大器的主要技術(shù)指標包括:高開環(huán)增益、共模抑制比、電源抑制比、單位增益頻率以及低功耗、失調(diào)電壓等，而輸出功率管的交越失真也是設(shè)計中需要避免的［4］。AB類輸出運算放大器的主要特點是:晶體管的導(dǎo)通時間稍大于半周期，必須用兩管推挽工作，以抑制偶次諧波，減小交越失真，效率較高，晶體管功耗較小等［5］。

設(shè)計了一種改進的AB類音頻功率放大器，輸入級采用電流抵消技術(shù)［6］，提高了交流增益，中間級采用兩個獨立的運算放大器分別驅(qū)動兩個功率管的柵極，避免了因為兩個功率管之間的不匹配對輸出級造成的影響，同時運用前級增益放大技術(shù)，提高了功率管的驅(qū)動能力，使輸出具有大功率、高效率且節(jié)省芯片的面積。

1 放大器輸入級的設(shè)計

音頻功放輸入級的主要目的是抑制共模信號，且其性能對集成運放的其他性能指標起決定性作用，是提高集成運放質(zhì)量的關(guān)鍵。為達到上述目標，輸入級常采用差分放大電路的形式。因為它的直流失調(diào)量小，線性也遠比單管輸入級好，共模信號的抑制能力強，具有很強的抗于擾能力，很小的溫漂、級間容易直接耦合。如果采用普通的差分輸入級作為功率放大器的輸入級，則在保證穩(wěn)定工作的前提下，放大器的交流增益比較低，差分電路形式主要有兩種基本形式:長尾式和恒流源式。根據(jù)集成電路的工藝特點，集成電路中常用恒流源式差分電路作為輸入級［7］。

為最大限度提高放大器的交流增益，設(shè)計了一種新型的差分運放輸入級，采用電流抵消技術(shù)，提高了輸入級增益。輸入級的具體電路如圖1所示

圖1 差分運放的輸入級

將M9和M10作為PMOS差分輸入對，M7和M8為輸入對提供固定的偏置電流，M11，M12與 M13，M14形成有源負載，提高了輸出阻抗，有益于提高輸入級的增益。電壓Va，Vb由偏置電路提供。為進一步提高輸入共模范圍，該電路的主通路上的晶體管可以工作在亞閾值區(qū)域，即M9，M10工作在亞閾值區(qū)。首先分析電路的輸入電壓擺幅，適當設(shè)置M7，M8的偏置電壓以提供足夠的輸入級偏置電流。PMOS差分對M9，M10工作在亞閾值區(qū)，根據(jù)亞閾值區(qū)的定義，輸入差分管M9，M10的柵源電壓

則該電路的最大輸入共模電平為

工作在飽和區(qū)的運算放大電路的最大輸入共模電平為

由式(1)～式(3)可以看出，工作在亞閾值區(qū)比工作在飽和區(qū)的運放輸入共模范圍大，這對于低電源電壓運放有利。

為得到更大的增益，文中采用電流抵消技術(shù)。將兩個MOS管M12，M13交叉耦合可得到一個兩級的正反饋放大器，結(jié)果是差分電阻變?yōu)?/(gm14－gm13)，圖中M11，M12，M13，M14的尺寸均相等，跨導(dǎo)也相等。因此對于輸入器件提供了準無窮大的電阻，獲得更大的交流增益，為 AV=gm10/(gm14－gm13)。

采用PMOS管作為放大器的輸入管是為了降低閃爍噪聲，根據(jù)MOS管的特性，PMOS晶體管的閃爍噪聲為NMOS晶體管的1/2～1/5。因此，在需要減小閃爍噪聲的重要場合應(yīng)該使用PMOS晶體管。

2 AB類輸出級的設(shè)計

運放的輸出級是音頻功放芯片的核心部分，占絕大部分版圖面積，其性能和集成度直接影響整個音頻功放芯片的各性能參數(shù)及其面積大小。

傳統(tǒng)反饋型AB類輸出級電路需要兩個工作點不同的同相輸入信號，其復(fù)雜性導(dǎo)致其頻率特性較差，帶寬無法做到很高;如果輸出晶體管進入深度截止，就會造成輸出級的動態(tài)特性差，所以希望輸出晶體管始終處于非截止工作區(qū)。

2.1 前饋無截止型AB類輸出級

音頻功放典型的輸出級采用一種前饋無截止型AB 類結(jié)構(gòu)［8－9］，得到了一種結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)、性能穩(wěn)定、電源利用率高、輸出動態(tài)失真小、應(yīng)用范圍廣的運算放大器。其電路原理圖如圖2所示。

圖2 AB類前饋非截止型輸出級電路原理圖

圖2所示的ClassAB輸出級能夠達到Rail－to－Rail的輸出電壓范圍，并且相比于ClassA輸出級能夠獲得較大的輸出電流和較小的靜態(tài)電流，因而具有近似于ClassB輸出級的功效;而輸出級柵上的電壓VAB所產(chǎn)生的靜態(tài)電流，使得輸出晶體管在沒有靜態(tài)工作時仍然開啟，從而消除了ClassB輸出級的交越失真。對于ClassAB輸出級的設(shè)計，通常要求輸出灌電流Ipush和拉電流Ipull不受到電源電壓和工藝波動的影響，同時要求輸出級靜態(tài)電流IQ較小且與電源電壓和工藝波動無關(guān)。圖2所示的 ClassAB輸出級灌電流Ipush由M1～M4的柵源電壓決定，拉電流Ipull由M5～M8的柵源電壓決定，如式(4)～式(6)所示，假設(shè)晶體管工作在飽和區(qū)

對于M2～M8的柵極電壓，有

假如 IB1=IB4，K5/K1=K6/K2=K7/K3=K8/K4，則將式(4)～式(7)帶入到式(8)可以得到

靜態(tài)工作時，ID8=ID4=IB2/2，如果 VGS7=VGS8，即

則VGS5=VGS6;此時輸出級的靜態(tài)電流IQ為

將式(10)和式(11)帶入式(9)可以得到Ipush，Ipull與IQ的關(guān)系

由式(11)和式(12)可以看到，圖 2所示的CLASSAB輸出級灌電流Ipush和拉電流Ipull不會受到電源電壓和工藝波動的影響;而靜態(tài)電流IQ也可以精確控制，與電源電壓和工藝波動無關(guān)。

在Rail－to－Rail輸出級中，AB類傳輸函數(shù)可通過保持輸出管柵極間電壓恒定來實現(xiàn)。由于用AB類前饋式輸出采用晶體管實現(xiàn)柵極間耦合，比采用電阻的AB類反饋式輸出更節(jié)省電路面積，具有良好的高頻特性，幾乎不會增加輸出級的功耗，同時降低了該柵極間電壓對電源、工藝的敏感性，并且適用于低壓運放，所以在設(shè)計中采用前饋式AB類控制。因為浮動電流源同AB類控制具有相同的結(jié)構(gòu)，所以共源共柵電流鏡對電源的依賴性補償了AB類控制對電源的依賴性。這樣，推挽輸出管的靜態(tài)電流對電源紋波不再敏感。

2.2 一種改進型AB類輸出結(jié)構(gòu)

針對輸出級的設(shè)計，在AB類前饋非截止型輸出級電路的基礎(chǔ)上，提出了一種改進型AB類輸出級的設(shè)計，采用準B類互補共源放大器控制全擺幅輸出級，其工作原理如圖3所示。

圖3 改進型AB類輸出級結(jié)構(gòu)

由圖3可知，音頻輸入信號經(jīng)過輸入級產(chǎn)生差分信號Iin+，Iin－，輸出信號又分別進入下一級差分放大器A直接控制輸出功率管的柵極電壓，從而實現(xiàn)Railto－Rail AB 類輸出。靜態(tài)時，bIB1=IM4，aIB2=IM2，令a=K2/K1，b=K4/K3，當 IB1=IB2時可以得出輸出級的靜態(tài)電流Iout=aIB1=bIB2。當運放正常工作時，輸出級電流為

其中，A為差分放大器A的增益，ΔI=Iin+－Iin－，該差分放大器的具體電路如圖4所示。

圖4 改進型AB類輸出級原理電路圖

在圖4中，一組差分放大器由 M15，M16，M17，M18，M19，M20，M21，M22，M23，M24，M25組成，輸出級為 Voutn，用來直接驅(qū)動PowerNMOS管的柵極。當差分輸入端INP比INN電壓低時，Voutn端電流會變大，而由于M16，M17為電流鏡結(jié)構(gòu)，所以多余的電流通過M18到地，而M18，M15又為電流鏡結(jié)構(gòu)，故 M18，M15漏電流基本相等，增加的電流通過M22鏡像給M23，使運放的電流變大，實現(xiàn)正反饋。同樣當INN端電壓低于INP端電壓時，流過M18的電流減小，從而減小運放所消耗的電流。M18的二極管連接可以確保Voutn端有一個最低電壓，進而保證PowerNMOS管始終不會關(guān)斷。

另一組差分放大器由 M26，M27，M28，M29，M30，M31，M32，M33，M34，M36，M37組成，輸出級為 Voutp，用來直接驅(qū)動PowerPMOS管的柵極。具體電路實現(xiàn)方式與前一個運放相同，M28的二極管連接確保Voutp端有一個最高電壓，從而使PowerPMOS管始終不會關(guān)斷。

通過兩個運放分別控制兩個功率管，避免因PMOS管與NMOS管的不匹配而引起的誤差，同時可以通過調(diào)節(jié)兩個運放的增益進而控制兩個功率管的柵壓，使功率管在要求的功率指標內(nèi)有最小的寬長比，進而節(jié)約芯片的面積。兩個二極管連接的MOS管M18，M28分別保證兩個功率管在任何狀態(tài)下輸出電流都不為零，改善了輸出的失真特性。

3 整體電路實現(xiàn)

運算放大器的整體電路如圖5所示。

圖5 AB類整體結(jié)構(gòu)的電路原理圖

由圖5可知，Ibias為電流源偏置，通過電流鏡結(jié)構(gòu)為整個運放提供恒定的電流，輸入級采用電流抵消技術(shù)提高輸入阻抗，輸入信號由雙端輸入再由雙端輸出，提高了輸入信號的增益的同時又分別作為下一級差分運放的輸入，經(jīng)過兩級放大，從而提高了輸入信號對功率管的驅(qū)動能力。兩個差分運放的特殊結(jié)構(gòu)又可以確保兩個功率管在靜態(tài)時工作在微導(dǎo)通狀態(tài)，從而避免了CLASSB中由于功率管截止而導(dǎo)致的交越失真。為保證運放穩(wěn)定工作，在電路第一級加入了密勒電阻電容網(wǎng)絡(luò)，適當選取其取值，可以將運放的相位裕度補償至60°以上，達到穩(wěn)定性要求。由于運放工作于放大狀態(tài)時輸出管p管和n管之間的小信號電阻較小，輸出管p管和n管沒有必要做密勒補償，而第一級放大器輸出端在運放工作時輸出電阻較大，所以要在該點做密勒補償。

4 仿真結(jié)果與討論

對該運放采用0.35μm CMOS數(shù)?；旌瞎に?，用Cadence仿真工具進行仿真驗證，仿真環(huán)境為:電源電壓Vdd=5 V，Rload=32Ω，T=27℃，典型條件下，運算放大器的幅頻，相頻特性如圖6所示，電路的直流開環(huán)增益為97.4 dB，相位裕度為84°，單位增益帶寬為4.23 MHz。運放主要性能指標的仿真結(jié)果如表1所示。

圖6 放大器幅頻特性圖

表1 運放主要性能指標仿真結(jié)果

由表1可知，該運放具有較好的頻率特性，較高的電壓增益，電源抑制比也較高，靜態(tài)功耗小，適合于音頻功率放大器的應(yīng)用。且當輸入信號為200 mV的正弦波，負載為32Ω時，該運放的THD為0.024%。

5 結(jié)束語

為適應(yīng)低壓低功耗設(shè)計的發(fā)展趨勢，結(jié)合實際芯片設(shè)計，設(shè)計了一個低電源電壓、低功耗的運算放大器。輸入級采用電流抵消技術(shù)，在優(yōu)化輸入共模范圍的同時提高了放大器增益;兩個準B類互補共源放大器控制全擺幅輸出級，具有電源電壓低、高頻特性好、不增加輸出級功耗和不會降低運放的開環(huán)增益等優(yōu)點，同時將控制電路與輸入級放大電路相結(jié)合以減小噪聲和失調(diào)，使電路更加緊湊、節(jié)省芯片面積、功耗也減少。仿真結(jié)果表明，該運放在推動32Ω負載時，輸出功率95 mW，在20～20 kHz范圍內(nèi)的THD在0.1%內(nèi)，PSRR可達到97 dB。具有較好的應(yīng)用前景。

［1］薛智.便攜電子設(shè)備中音頻功放的發(fā)展［J］.電子技術(shù)，2010，37(11):86 －87.

［2］LU Chihwen，HUANGYenchung.1.5 V Large － driving class－ AB buffer amplifier with quiescent current control［J］.E-lectronics Letters，2004(8):936 －943.

［3］王為之.低壓工作的軌到軌輸入/輸出緩沖級放大器［J］.中國集成電路，2008(10):14－19.

［4］WALTER A，GIANLUCA G，GAETANO P.Analysis and optimization ofa low－voltage class－ab output stage［J］.IEEE Trance on Imformation，2002(1):321 －324.

［5］TORRALBAI A，CAWAJAL R G，RAMIREZ － ANGULO J，et al.Class AB output stages for low voltage CMOS opamps withaccurate quiescent current control by means of dynamicbiasing［C］.Special Issue on ICECS，2001，36(1 － 2):69－77.

［5］WILLY M CSANSEN.Analog design essentials［M］.北京:清華大學(xué)出版社，2008.

［6］程春來，柴常春，唐重林.一種低壓低功耗CMOS折疊一共源共柵運算放大器的設(shè)計［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2007(9):40－44.

［7］DAI Guoding，HUANG Peng，YANG Ling，et al.A constant gm CMOS op－amp with rail－to－rail input/output stage［C］.Washington，DC，USA:IEEE Computer Society，2009.