級(jí)聯(lián)型多電平變換器單元電路控制策略仿真

郭殿林,　王　歡,　陳國(guó)民

(黑龍江科技學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院, 哈爾濱 150027)

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級(jí)聯(lián)型多電平變換器單元電路控制策略仿真

郭殿林,王歡,陳國(guó)民

(黑龍江科技學(xué)院 電氣與信息工程學(xué)院, 哈爾濱 150027)

針對(duì)級(jí)聯(lián)型多電平變換器需要四象限運(yùn)行的工況，提出以雙H橋的電壓胞拓?fù)渥鳛槎嚯娖阶儞Q器單元電路的方案。其前H橋?yàn)檎髌?，采用滯環(huán)電流控制策略實(shí)現(xiàn)直流電壓穩(wěn)定和近似單位功率因數(shù)的雙向能量流動(dòng)；后H橋?yàn)槟孀兤?，采用載波相移SPWM技術(shù)。通過建立整流器的滯環(huán)電流控制模型和三單元級(jí)聯(lián)多電平逆變器相移技術(shù)控制模型，對(duì)變換器進(jìn)行雙向能量傳輸運(yùn)行的過渡過程分析和逆變器輸出級(jí)聯(lián)電壓波形分析。仿真結(jié)果表明該拓?fù)浼翱刂撇呗詽M足四象限運(yùn)行要求。

級(jí)聯(lián)型變換器; 電壓胞; 滯環(huán)控制; 載波移相技術(shù)

基于級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)的高壓變頻器在風(fēng)機(jī)、泵類等控制性能要求不高的大功率、低啟動(dòng)轉(zhuǎn)矩的負(fù)載場(chǎng)合應(yīng)用廣泛,并取得了顯著的節(jié)能效果[1]。但在某些需要寬調(diào)速范圍的四象限運(yùn)行的負(fù)載場(chǎng)合,無(wú)法滿足要求,而且輸入電流含有豐富的低次諧波,嚴(yán)重污染電網(wǎng)。為解決這一問題,通常將輸入變壓器設(shè)計(jì)為移相方式,但這又導(dǎo)致制造難度和生產(chǎn)成本顯著上升,因此,有必要對(duì)新型逆變器拓?fù)浼捌淇刂撇呗赃M(jìn)行研究,以滿足生產(chǎn)實(shí)際需求。

筆者提出采用雙H橋作為四象限電壓胞,整流控制采用滯環(huán)電流控制,逆變器控制采用載波移相SPWM技術(shù)的方案,并通過仿真驗(yàn)證電路拓?fù)浜涂刂撇呗缘恼_性。

1　電壓胞拓?fù)?/h2>

四象限電壓胞拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,T1～T4組成具有能量回饋功能的整流器,T5～T8組成單相逆變器。

圖1　四象限電壓胞拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

當(dāng)能量由電網(wǎng)流向電動(dòng)機(jī)負(fù)載時(shí),前級(jí)全橋變換器完成整流,為后級(jí)逆變器提供經(jīng)濾波后的穩(wěn)定直流,并運(yùn)行功率因數(shù)校正算法,使輸入功率因數(shù)近似為1。后級(jí)變換器在載波移相控制信號(hào)作用下實(shí)現(xiàn)逆變。

當(dāng)電機(jī)下放重物或減速運(yùn)行時(shí),進(jìn)入發(fā)電狀態(tài),此時(shí)后級(jí)變換器向前級(jí)變換器回饋再生能量。由于電容的儲(chǔ)能作用,直流母線電壓不斷上升,當(dāng)電壓超過能量回饋上限電壓值時(shí),控制器發(fā)出向電網(wǎng)回饋能量的指令,此時(shí),前級(jí)全橋變換器啟動(dòng),將再生能量回饋至電網(wǎng),并使功率因數(shù)近似為-1,實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。

2　控制策略

2.1整流控制模塊

整流控制模塊的主要控制任務(wù)是,穩(wěn)定功率單元直流側(cè)電壓,實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng),功率因數(shù)近似為1。如圖2所示,整流控制主要包括電壓外環(huán)控制和電流內(nèi)環(huán)控制兩部分。其中,電壓外環(huán)采用PI反饋調(diào)節(jié)控制,PI調(diào)節(jié)器輸出電流與電源同步信號(hào)相乘作為電流內(nèi)環(huán)控制指令電流;內(nèi)環(huán)電流控制采用滯環(huán)PWM 電流控制方法[2-4]。

圖2　整流控制模塊

2.2逆變控制模塊

級(jí)聯(lián)型逆變器根據(jù)要求實(shí)現(xiàn)逆變輸出不同的電平數(shù),其輸出電壓最大電平數(shù)與單元數(shù)有關(guān),如單元數(shù)為N,則輸出電平數(shù)為Nmax=2N+1,相應(yīng)的等效開關(guān)頻率是H橋逆變器開關(guān)頻率的N倍,這樣可以有效降低輸出電壓、電流諧波,而不損失幅值[5-7]。

由于仿真條件的限制,文中取單元數(shù)N=3,H橋變換器采用三電平電壓控制策略,輸出相電壓為7電平階梯波形,PWM波形由CPS-PWM的方法實(shí)現(xiàn)。首先產(chǎn)生兩路三角載波信號(hào),相位相差180°,然后與同一個(gè)調(diào)制波進(jìn)行比較,生成兩路PWM波形,取反后產(chǎn)生四路PWM波形,驅(qū)動(dòng)H橋逆變器。與C1載波比較產(chǎn)生的信號(hào)驅(qū)動(dòng)第一橋臂,與載波C2比較產(chǎn)生的信號(hào)驅(qū)動(dòng)第二橋臂。第二橋臂載波與調(diào)制波波形如圖3所示。根據(jù)脈寬調(diào)制原理,可以得到H橋的驅(qū)動(dòng)波形。其他單元的載波相應(yīng)地錯(cuò)開一定角度,按照以上方法,可以輸出相應(yīng)的PWM波形,以保證級(jí)聯(lián)逆變器輸出電壓為階梯波多電平波形。

圖3　調(diào)制波與載波

3　仿真分析

3.1仿真模型

3.1.1整流控制模塊

電流滯環(huán)通過關(guān)系運(yùn)算子(RelationalOperator)、SR觸發(fā)器(S-RFlip-Flop)和常數(shù)運(yùn)算子實(shí)現(xiàn),如圖4所示。當(dāng)電流誤差大于上限設(shè)定值時(shí),關(guān)系運(yùn)算子1輸出高電位,使SR觸發(fā)器復(fù)位,Q端輸出作用于T1和T4,即關(guān)斷T1和T4;當(dāng)電流誤差小于下限設(shè)定值時(shí),關(guān)系運(yùn)算子2輸出高電位,使SR觸發(fā)器置位,Q端輸出作用于T1和T4,即開通T1和T4。!Q端輸出作用于T5和T8,并通過改變vdc的值來改變滯環(huán)的寬度。

圖4　PWM脈沖生成框圖

如圖5所示,電流基準(zhǔn)由電壓波形與直流電壓PI調(diào)節(jié)輸出的乘積決定,改變比例環(huán)節(jié)(Gain1)系數(shù),取正、負(fù)值分別給定整流、回饋基準(zhǔn),實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。

圖5　滯環(huán)控制框圖

3.1.2逆變控制模塊

根據(jù)H橋逆變器的特點(diǎn),將其分為左右橋臂單獨(dú)控制,控制方法為:用兩列相位相差180°的相同頻率、相同幅值的三角載波與同一個(gè)調(diào)制波相比較,再分別取反后生成四路PWM波形,以驅(qū)動(dòng)H橋逆變器的四個(gè)功率器件[8]。對(duì)于3單元,每個(gè)H橋逆變器采取上述控制方法,相鄰兩個(gè)H橋逆變器的載波錯(cuò)開一定相位。為獲得最大輸出電平數(shù),其最佳移相角為θshift=180°/3=60°。

文中三角載波信號(hào)如圖6所示,由正弦信號(hào)通過符號(hào)和積分環(huán)節(jié)獲得。C1和C2相位互差180°,其他載波互差60°。

圖6　相位互補(bǔ)的載波

圖7為A相級(jí)聯(lián)變換模塊,主要由H橋單元胞和比較電路組成。Aphase是A相基準(zhǔn)正弦電壓信號(hào),Bphase、Cphase分別是B相、C相的基準(zhǔn)正弦電壓信號(hào),相位分別相差120°,任一相基準(zhǔn)分三路與不同單元的H橋逆變器的載波進(jìn)行比較形成PWM波形。圖8為A、B、C三相PWM波驅(qū)動(dòng)功率模型,其中Aref、Bref、Cref為調(diào)制信號(hào)。

圖7　A相級(jí)聯(lián)變換模塊

圖8　三相級(jí)聯(lián)電路模塊

3.2結(jié)果分析

仿真分析分為兩個(gè)部分,具體參數(shù)如下:

(1)整流控制輸入電壓頻率f=50Hz,電壓胞輸入相電壓有效值Uin=220V,輸入電感Lm=10mH,直流濾波電容C=4 700μF。

(2)逆變控制級(jí)聯(lián)數(shù)N=3,H橋逆變器載波頻率fC=3kHz,輸出電壓頻率fout=50Hz,輸出相電壓Uo=660V,負(fù)載電阻RL=60Ω,負(fù)載電感LL=20mH。

圖9a為正向電動(dòng)運(yùn)行時(shí)輸入電壓和電流的波形,圖9b為電動(dòng)狀態(tài)向回饋狀態(tài)轉(zhuǎn)變過程輸入電壓和電流的仿真波形,圖9c為7電平A相逆變相電壓波形,圖9d為13電平AB線電壓波形。圖10為輸出電壓FFT分析圖,基波電壓為365V,THD=1.58%。

圖9　電動(dòng)和回饋狀態(tài)工作波形

圖10　輸出電壓FFT分析

由整流電路和逆變電路的仿真結(jié)果可以看出,滯環(huán)控制策略可以實(shí)現(xiàn)電動(dòng)運(yùn)行與回饋運(yùn)行,過渡過程明顯;逆變輸出相電壓為5電平,線電壓為7電平,驗(yàn)證了級(jí)聯(lián)型載波移相控制策略的正確性。

4　結(jié)束語(yǔ)

雙H橋電路拓?fù)渥鳛槎嚯娖阶儞Q器的單元電路可以實(shí)現(xiàn)雙向能量流動(dòng),滯環(huán)電流控制策略能夠使H橋直流電壓穩(wěn)定和輸入功率因數(shù)近似為±1。與傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)型逆變器相比,總諧波畸變率明顯低于傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)型逆變器的不控整流結(jié)構(gòu),而基于CPS-SPWM技術(shù)使逆變器輸出多電平級(jí)聯(lián)電壓波形,驗(yàn)證了該拓?fù)浼翱刂撇呗詽M足四象限運(yùn)行的要求。電壓胞級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)越高,輸出電壓幅值越高,總諧波系數(shù)THD逐漸降低,尤其適合在高壓大功率場(chǎng)合,可以滿足功率及電壓等級(jí)要求。

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(編輯荀海鑫)

Simulation of control strategy of cascade multilevel inverter cell circuit

GUODianlin,WANGHuan,CHENGuomin

(College of Electric & Information Engineering, Heilongjiang Institute of Science & Technology, Harbin 150027, China)

In response to the requirement of four quadrant operation conditions by cascade type multilever converter, this paper proposes the double H bridge cell voltage topology used as multilever converter unit circuit. It consists of front H bridge which works as rectifier, capable of realizing dc voltage stability and approximate unit of power factor two-way energy flow using hysteresis current control strategy, and rear H bridge which function as inverter adopting carrier phase shift SPWM technology. The paper introduces an analysis of transition process of two-way energy transmission operation of the converter and analysis of the voltage waveform of inverter output cascade by developing the rectifier hysteresis current control model and three unit cascade multilevel inverter phase shift technology control model. The simulation results show that the topology and the control strategy meet the requirements of the four quadrant operation.

cascade inverter; power cell; hysteresis current control; carrier phase-shifted technology

1671-0118(2012)06-0621-05

2012-04-10；

2012-08-22

黑龍江省教育廳科學(xué)技術(shù)研究項(xiàng)目(11551425)

郭殿林(1972-),男,內(nèi)蒙古自治區(qū)烏盟人,副教授,碩士,研究方向:電力電子與電力傳動(dòng),E-mail:gdl-wyq@163.com。

TM46

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