基于DSP組合式變頻器的設(shè)計

王小雙，趙 靜

（西安通信學(xué)院，陜西 西安710106）

0 引 言

目前航空變頻電源領(lǐng)域應(yīng)用最廣泛的是基于交－直－交變換的通用變頻器和交－交變頻器。通用變頻器具有單向功率流、強(qiáng)迫換流和輸入功率因數(shù)低等缺點(diǎn)；交－交變頻器主要包括相控式和矩陣變頻器，這兩種變頻器雖然具有各自的優(yōu)勢和特點(diǎn)，但是都存在各自的缺陷，如可靠性、體積和成本等［1］。本文采用基于DSP的數(shù)字化控制技術(shù)，通過將三相電壓型PWM整流器、高頻鏈逆變器和周波變流器級聯(lián)組合設(shè)計了一種新穎的航空變頻器，具有功率雙向流動、體積小和高可靠性等優(yōu)點(diǎn)。

1 變換器的系統(tǒng)構(gòu)成

本文采用的方案可簡化為“AC／DC—DC／AC—AC／AC”三級功率變換來實現(xiàn)變頻變壓。其中前級“AC／DC”采用三相PWM整流器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的相控整流器；后級“DC／AC－AC／AC”通過設(shè)置高頻鏈全橋逆變電路，實現(xiàn)了周波變換器的ZVS；采用DSP的SVPWM閉環(huán)控制，實現(xiàn)了變頻器兩級協(xié)調(diào)工作。

變換器主要由以下幾個部分構(gòu)成：輸入整流及濾波器、逆變電路、高頻變壓器、周波變換器、輸出濾波電路。輔助電路包括：輔助電源、DSP控制電路、保護(hù)電路。電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖

2 工作原理及工作過程

級聯(lián)組合式周波變換器共分三級功率AC／DC、DC／HFAC和HFAC／LFAC。功率主電路拓?fù)淙鐖D2所示。

圖2 系統(tǒng)功率主電路

工作過程如下：三相市電經(jīng)PWM整流器整流并實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)校正；逆變橋通過高頻開關(guān)切換，將直流輸入電壓逆變成雙極性三態(tài)高頻交流脈沖電壓，進(jìn)入高頻變壓器實現(xiàn)電氣隔離并將其調(diào)整至所需的電壓幅值，周波變換器通過工頻變換再將其變成工頻SVPWM波，最后經(jīng)過輸出濾波電路形成純凈的正弦波。

DSP計算并輸出PWM整流器的開關(guān)控制信號和周波變換器的開關(guān)控制信號，經(jīng)過驅(qū)動電路功率放大后驅(qū)動各個開關(guān)管，使之協(xié)調(diào)工作。DSP還實時采集、檢測輸出的電壓和電流，經(jīng)過數(shù)字PID計算后不斷調(diào)整整流器的輸出電壓以及后級周波變換電路的占空比，在負(fù)載變動時仍能保證輸出穩(wěn)定的電壓。

高頻逆變環(huán)節(jié)主電路采用全橋逆變和周波變換器級聯(lián)組合。在控制方式上，前級采用PWM控制技術(shù)產(chǎn)生三電平正負(fù)電壓脈沖波，其具有周期性的零電壓區(qū)間，為后級周波變換電路提供零電壓開關(guān)條件；后級周波變換電路采用基于SVPWM技術(shù)的PWM同步控制方式，通過DSP控制實現(xiàn)［2，3］?？刂浦懿ㄗ兞髌鞯拈_關(guān)與高頻變壓器原邊電路同步工作，保證在零電壓條件下進(jìn)行換流。

周波變換器的輸入電壓Uin以零電壓為基準(zhǔn)，一個開關(guān)周期中的電壓分解為大于零的電壓U1和小于零的電壓U2兩個電壓。因此，周波變換器看作是兩個逆變器的反向連接，如圖3所示。

圖3 周波變換器的解耦電路結(jié)構(gòu)

（1）在t0～t1時間段內(nèi)，周波變換器的輸入為正電壓U1，此時，要想有能量傳遞，則必須有周波變換器向下導(dǎo)通的開關(guān)流通才可以。所以在這種狀態(tài)下，參加工作的開關(guān)管組成一個逆變器M1。

（2）在t2～t3時間段內(nèi)，周波變換器的輸入為負(fù)電壓U2，此時，要想有能量傳遞，則必須有周波變換器向上導(dǎo)通的開關(guān)流通才可以。所以在這種狀態(tài)下，參加工作的開關(guān)管組成一個逆變器M2。

（3）在t1～t2和t3～t4時間段內(nèi)，輸入為零，這個時間段為相間續(xù)流狀態(tài)。

對于周波變換器實際結(jié)構(gòu)，輸入電壓不能被短路，輸出電壓不能突然開路。按此規(guī)則，主電路有12種工作狀態(tài)。工作狀態(tài)如表1所示。其中“＋1，＋2，＋3”，和“－1，－2，－3”六個狀態(tài)表示輸入電壓為正電壓，逆變器M1處于工作狀態(tài)，M2不工作?！埃?，＋5，＋6”和“－4，－5，－6”六種狀態(tài)表示輸入電壓為負(fù)電壓，逆變器M2處于工作狀態(tài)，M1不工作。每種工作狀態(tài)下的輸出電壓和電流基本量相等，其中，UCD表示后級周波變換器的輸入電壓，uAB，uBC，uCA分別表示三相輸出線電壓。

表1 主電路工作狀態(tài)表

基于以上的分析，在對電路進(jìn)行調(diào)制和控制的時候，就可以在不同的工作狀態(tài)下，將周波變換器看作三相逆變器M1或M2進(jìn)行分析，將周波變流器的設(shè)計間接轉(zhuǎn)化為普通的三相逆變器的設(shè)計。

3 系統(tǒng)控制電路設(shè)計

控制電路結(jié)構(gòu)如圖4虛線部分所示。通過DSP對反饋的電流、電壓信號進(jìn)行運(yùn)算控制，輸出調(diào)制深度和PWM信號到CPLD，CPLD輸出相應(yīng)的前后級觸發(fā)信號，再通過隔離與驅(qū)動電路輸出給整流電路、逆變器和周波變換器；過流、過壓保護(hù)電路給DSP提供保護(hù)信號，在出現(xiàn)過流、過壓的情況下封鎖觸發(fā)信號。

圖4 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

3.1 PWM整流器控制

電壓型PMM整流器設(shè)計具體包括交流輸入電感的選擇、輸出濾波電容、控制方法等［4］。

本文PWM整流器采用基于空間矢量控制策略。PWM整流器通過三相電流環(huán)運(yùn)算獲得空間指令電壓矢量，然后通過空間電壓矢量的合成，使實際的空間電壓矢量逼近指令電壓矢量，以達(dá)到電流控制的目的［4］。

3.2 后級周波變換器同步控制

由于三相整流和三相周波變換器都是閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng)，因此全橋高頻逆變器驅(qū)動波形可設(shè)定為一個簡單的輸出具有死區(qū)的方波脈沖。全橋方波的兩路驅(qū)動信號可采用T MS320LF240中T1和T2的內(nèi)部定時器和比較器得到。

由全橋周波變換器的工作過程可知周波變換器的PWM信號正好和三相逆變器的SPWM信號相反。其設(shè)計思路是：先對經(jīng)過周波變換器的兩個逆變器分別進(jìn)行SPWM調(diào)制，然后對兩個逆變器的SPWM驅(qū)動信號進(jìn)行邏輯組合，再將結(jié)合后的驅(qū)動信號作為雙向交流開關(guān)的驅(qū)動信號對周波變換器進(jìn)行控制，如圖5所示。

圖5 周波變換器的信號產(chǎn)生波形

考慮到本系統(tǒng)前級三相整流電路所用的控制方法是基于SVPWM的PWM調(diào)制，因此后級三相全橋周波變換也可以應(yīng)用這一控制方法，從而簡化控制系統(tǒng)軟件和硬件的設(shè)計。

4 變換器的實驗驗證

采用如上所述電路結(jié)構(gòu)和控制策略，研制了三相航空交流電源原理樣機(jī)，輸入為交流380 V／50 Hz市電，輸出相電壓有效值為115 V，輸出頻率400 Hz。輸出功率為1 000 W。

整個變換器額定功率下阻性負(fù)載時三相輸入電壓波形如圖6（a）為三相輸出電壓波形；圖6（b）為A相在相同條件測得輸出電壓波形。

圖6 變換器三相輸出電壓波形（50 V／div，0.5 ms／div）

從圖6中可以看出，三相負(fù)載帶平衡阻性負(fù)載時，輸出電壓滿足幅值相等、相位互差120°的關(guān)系，輸出電壓波形質(zhì)量較高，系統(tǒng)具有較高的動靜態(tài)性能。

5 結(jié) 論

本文研究了基于級聯(lián)組合的周波變換器的電路拓?fù)?、相關(guān)技術(shù)，及其控制策略等問題。設(shè)計的航空變換器能使輸入功率因數(shù)達(dá)到0.9以上，輸出正弦波電壓。此外，還可以實現(xiàn)功率雙向流動，體積小、效率高，符合模塊化發(fā)展方向，具有較高的實用和參考價值。

［1］ 張崇巍，張 興.PWM整流器及其控制［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2003.

［2］ 陳道煉.靜止變流器［M］.哈爾濱：哈爾濱工業(yè)大學(xué)出版社，2004.

［3］ 李建霞.單相／三相矩陣式高頻鏈逆變器數(shù)學(xué)模型和控制方法研究［D］.秦皇島：燕山大學(xué)碩士學(xué)位論文，2007.

［4］ 黃科元，賀益科.三相PWM整流器空間矢量控制的全數(shù)字實現(xiàn)［J］.電力電子技術(shù)，2003，37（3）：79－80.