基于0.5μm CMOS工藝的BOOST變換器設(shè)計

丁 玲，余昭杰，李 靖，周 泉，杜國同，常玉春

（吉林大學(xué)a.電子科學(xué)與工程學(xué)院；b.集成光電子學(xué)國家重點聯(lián)合實驗室，長春 130012）

0 引 言

近年來，電源管理芯片是各種電子設(shè)備中必不可少的部分，其性能的優(yōu)劣直接影響電子設(shè)備的可靠性和安全性。隨著電源芯片的性能逐漸提高，在工作范圍內(nèi)提高系統(tǒng)的效率是設(shè)計者的一個重要研究方向[1，2]。筆者設(shè)計了一款低紋波電壓高效率的升壓型轉(zhuǎn)換器。該轉(zhuǎn)換器同步整流升壓型DC-DC變換器，片上集成了開關(guān)功率管和整流功率管，可大大節(jié)省PCB（Printed Circuit Board）板的面積，降低了成本。同時采用同步整流技術(shù)和內(nèi)部集成控制電路的設(shè)計，大大提高了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。變換器工作輸入范圍為2～4V，可以滿足此范圍內(nèi)不同低壓產(chǎn)品的需求，并且穩(wěn)定地輸出5V電壓。

1 電路設(shè)計

圖1為一種雙環(huán)路控制方式的升壓型DC-DC變換器芯片的拓撲結(jié)構(gòu)。芯片是同步整流BOOST型DC-DC變換器，PWM（Pulse Width Modulation）峰值控制模式，系統(tǒng)的工作頻率為1MHz。功率管 M1為開關(guān)管，M2為同步整流管。控制電路由電壓環(huán)和電流環(huán)兩個環(huán)路構(gòu)成，采用雙環(huán)路控制系統(tǒng)，以提高環(huán)路的響應(yīng)速度，從而更快地使輸出電壓維持在恒定值。

控制電路工作過程：輸出電壓VOUT經(jīng)過輸出采樣電路（即分壓電阻）得到的反饋電壓Vfb與基準電壓Vref進入誤差放大器，將產(chǎn)生的誤差信號進行放大，與電流檢測電路產(chǎn)生的檢測電壓以及斜坡補償電路的斜坡電壓在求和比較器中進行比較求和，得到的信號與時鐘信號進入鎖存器中，產(chǎn)生占空比信號再經(jīng)過同步整流電路，獲得同步驅(qū)動信號，控制開關(guān)管M1和整流管M2的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而實現(xiàn)了變換器的穩(wěn)定工作，使輸出電壓保持在穩(wěn)定值。

1.1 同步整流電路

傳統(tǒng)的BOOST變換器采用肖特基二極管，而同步整流BOOST變換器利用整流管代替肖特基二極管可降低導(dǎo)通壓降、縮短開關(guān)轉(zhuǎn)換時間，并提高輸入阻抗。但功率整流管M2需要控制信號控制其導(dǎo)通和關(guān)斷，因此要設(shè)計合適的驅(qū)動信號[3]。同步信號的頻率為變換器的開關(guān)頻率（1MHz）。

圖2是同步整流電路，用來產(chǎn)生兩項不交疊時鐘，作為同步電路驅(qū)動信號。包括死區(qū)控制電路、電位平移電路和緩沖級電路。在同步整流電路設(shè)計時，功率開關(guān)管M1和功率整流管M2可能會同時導(dǎo)通，他們的導(dǎo)通電阻很小，會產(chǎn)生很大的電流經(jīng)過開關(guān)管和整流管，使效率下降。為了避免這種現(xiàn)象必須引入死區(qū)控制電路，引入死區(qū)時間，使工作范圍內(nèi)開關(guān)管和整流管不同時導(dǎo)通，減小系統(tǒng)損耗。此電路主要由或非門和反相器組成，通過增加反相器的尺寸，增長延遲時間，以產(chǎn)生死區(qū)時間。電位平移電路如圖3所示，其作用是使整流管M2的柵極驅(qū)動電壓Drvp從Vin平移到Vout，從而更有效地關(guān)斷整流管M2。緩沖級用來提高電路驅(qū)動能力，因為開關(guān)管和整流管有很大的寬長比，所以會有很大的電流流過。緩沖級采用傳統(tǒng)的反相器鏈，每級反相器的尺寸成比例遞增，驅(qū)動能力也逐級增大，最大驅(qū)動電流可達400mA。同步整流模塊各個節(jié)點仿真波形如圖4所示。

圖1 BOOST型DC-DC變換器Fig.1 BOOST DC-DC converter

圖2 同步整流電路Fig.2 SR circuit

圖3 電位平移電路Fig.3Level-shifting circuit

1.2 電流檢測電路

現(xiàn)在已經(jīng)出現(xiàn)很多電感電流檢測方法[4－7]，如使用精確的電阻、復(fù)雜且大功耗電路設(shè)計或特殊的工藝如BiCMOS等。筆者采用鏡像電感電流并把其縮小N倍，通過檢測電阻獲得檢測電壓的方法。圖5是片上電感電流檢測電路[8]，此電路適用于電感電流連續(xù)模式下低壓的BOOST型DC-DC轉(zhuǎn)換器。MN1是功率開關(guān)管，MN2是檢測管，在設(shè)計中MN1，MN2的寬長比取為N＝4 500。除此之外，電流檢測電路還包括pmos輸入的兩級放大器，開關(guān)管 MS1～MS3和電流鏡 MR1，MR2。電流檢測電路仿真結(jié)果如圖6所示，分別是電感電流IL和經(jīng)過電流檢測電路獲得的檢測電壓VSEN。

圖4 同步整流各個節(jié)點仿真波形圖Fig.4 Waveforms of SR Circuit

當VQ為高電平，MN1和 MS1同時導(dǎo)通，而 MS2，MS3斷開，電流檢測電路工作。由于MS1的尺寸很大，則MS1上導(dǎo)通時電壓降VDS可忽略，誤差放大器迫使節(jié)點inn和inp的電壓相等，MN1和MN2的VDS近似相等。因此，MN2的漏電流為

其中I1是由電流基準提供的偏置電流（I1＝2μA），遠小于電感電流IL，可忽略。檢測電流是由MR1，MR2構(gòu)成的電流鏡鏡像產(chǎn)生，經(jīng)過檢測電阻RSEN獲得檢測電壓

當VQ為低電平時，MN1，MN2和MS1關(guān)斷，電流檢測電路和變換器的主電路完全斷開，此時電流檢測電路停止工作，開關(guān)MS2和MS3導(dǎo)通，M4的漏電流只取決于I1，此時，ISEN＝I1。

圖5 電流檢測電路Fig.5 Current sensing circuit

圖6 電流檢測電路仿真結(jié)果Fig.6 Simulated sensed current

2 系統(tǒng)仿真與版圖設(shè)計

圖7a顯示的是BOOST型DC-DC變換器從輸入電壓2.5V升到穩(wěn)定的輸出電壓5V的過程，前3.5ms是啟動過程。圖7b是輸出紋波電壓，在電路中最大波動幅度不超過5mV，系統(tǒng)性能良好。Boost DC-DC變換器的效率如圖7c所示，工作電流范圍是50～200mA。當負載電流為100mA時，變換器的效率達到95.4%，此時效率主要取決于開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗。在低負載和高負載時，效率進一步下降，此時控制電路靜態(tài)電流引起的損耗開始發(fā)揮作用。

圖7 變換器的整體仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of the converter

變換器的兩個重要性能參數(shù)，即負載調(diào)整率和線性調(diào)整率，通過仿真并計算可得。負載調(diào)整率是在電源電壓保持不變時，由負載電流變化引起輸出電壓的改變。即

圖8 BOOST變換器的版圖Fig.8 Chip layout of the proposed boost converter

線性調(diào)整率是在負載電流維持恒定時，由電源電壓的變化引起輸出電壓的改變，即

基于Cadence Virtuoso版圖編輯工具對此升壓變換器進行布局布線和版圖繪制，芯片內(nèi)部集成了開關(guān)管和整流管，版圖上使它們盡量遠離模擬電路。數(shù)字電路和模擬電路分開布局，并用電地環(huán)進行隔離，以防止相互干擾。電路版圖如圖8所示，芯片版圖面積約為1 225μm×1 620μm。最后利用Mentor Calibre軟件從版圖生成了帶寄生參數(shù)的網(wǎng)表，并進行了后仿真。后仿真結(jié)果顯示，系統(tǒng)工作正常、性能良好。

3 結(jié) 語

筆者設(shè)計了一種BOOST型DC-DC變換器芯片，分析了整個系統(tǒng)的主框架和同步整流電路及電流檢測電路。采用CSMC 0.5μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre軟件，對系統(tǒng)進行了仿真。仿真結(jié)果表明，系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率最高可達95.4%，負載電流范圍50～200mA，輸入電壓范圍為2～4V，輸出電壓為5V，工作頻率1MHz，紋波電壓最小為5mV。該設(shè)計可為低功耗高效率的電源管理芯片提供新的途徑。

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