LTE上行通信鏈路中Wi-Fi同頻干擾的一種抑制方法

馬萬治，趙宏志，于輝越，王俊，唐友喜

(電子科技大學(xué) 通信抗干擾技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 611731)

1 引言

隨著LTE標(biāo)準(zhǔn)化進(jìn)程的加快，LTE技術(shù)的大規(guī)模商用指日可待，與此同時(shí)，Wi-Fi網(wǎng)絡(luò)的覆蓋范圍也越來越廣，這2種技術(shù)即將面臨長(zhǎng)期共存的局面?？紤]LTE基站與用戶終端之間的距離有時(shí)會(huì)很遠(yuǎn)，且基站附近存在著Wi-Fi無線接入點(diǎn)，則LTE上行通信鏈路必將受到Wi-Fi信號(hào)干擾。此時(shí)，由于Wi-Fi和LTE工作在相鄰頻段[1,2]，大功率Wi-Fi信號(hào)的旁瓣與LTE上行信號(hào)的頻帶重疊，形成了同頻干擾。

在多接收天線的通信場(chǎng)景中，文獻(xiàn)[3]中的等增益合并(EGC, equal gain combining)、最大比合并(MRC, maximum ratio combining)雖然能夠利用天線分集對(duì)抗多徑信道的衰落，但二者都沒有考慮多天線接收信號(hào)中干擾的相關(guān)性。文獻(xiàn)[4]提出了多接收天線的干擾抑制合并(IRC, interference rejection combining)方法，并推導(dǎo)了在最小均方誤差、最大化輸出信干噪比、最大似然準(zhǔn)則下的合并權(quán)值向量，該方法利用各接收天線之間干擾的相關(guān)性，進(jìn)行干擾抑制與合并。文獻(xiàn)[5]將 IRC、MRC方法應(yīng)用在蜂窩移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)中，考慮窄波束寬度的接收天線，與MRC方法相比，IRC方法的輸出信干噪比(SINR, signal to interference plus noise ratio)更高。文獻(xiàn)[6]將 IRC方法應(yīng)用在多用戶的多輸入多輸出空分多址(MIMO-SDMA)下行鏈路中，應(yīng)用IRC后，MIMO-SDMA下行鏈路的和速率容量得到提高。文獻(xiàn)[7]將 IRC方法應(yīng)用在人體區(qū)域網(wǎng)(BAN, body area network)中，并給出了存在網(wǎng)間干擾時(shí)，兩接收天線場(chǎng)景下干擾抑制增益的仿真結(jié)果。在多址接入分布式網(wǎng)絡(luò)的多天線場(chǎng)景中，考慮網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)位置服從泊松點(diǎn)過程分布，文獻(xiàn)[8]分析了瑞利信道中應(yīng)用IRC合并后分布式網(wǎng)絡(luò)的中斷概率，與最大比合并方式的中斷概率相比，IRC的中斷概率更低。文獻(xiàn)[9]比較了干擾受限的多天線場(chǎng)景中，IRC、MRC、EGC 3種合并方式的輸出信干噪比，其中，IRC方法輸出信干噪比最高。同時(shí)，文獻(xiàn)[9]也指出，IRC方法中干擾的協(xié)方差矩陣不容易獲取。

針對(duì)干擾協(xié)方差矩陣的估計(jì)問題，文獻(xiàn)[10]以接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣作為干擾信號(hào)協(xié)方差矩陣的估計(jì)值，但由于接收信號(hào)還包含了期望信號(hào)分量，該種方式估計(jì)出的干擾信號(hào)協(xié)方差矩陣并不可靠。文獻(xiàn)[11]將剔除期望信號(hào)后的接收信號(hào)協(xié)方差矩陣作為干擾信號(hào)協(xié)方差矩陣的估計(jì)值，該方法去除了期望信號(hào)對(duì)干擾信號(hào)協(xié)方差矩陣估計(jì)值的影響，但卻沒有討論如何估計(jì)期望信號(hào)。

針對(duì)上述問題。本文提出了一種干擾重建抑制合并(IRRC, interference reconstruction rejection combining)方法：首先估計(jì)接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣，并將其作為干擾信號(hào)協(xié)方差矩陣的近似值；再應(yīng)用干擾抑制合并(IRC, interference rejection combining)恢復(fù)期望信號(hào)；然后從接收信號(hào)中剔除期望信號(hào)，得到重建的干擾信號(hào)；在此基礎(chǔ)上估計(jì)干擾信號(hào)的協(xié)方差矩陣，再進(jìn)行干擾抑制合并。

本文其余部分安排如下：第2節(jié)給出系統(tǒng)模型，第3節(jié)介紹本文建議的IRRC方法，第4節(jié)是Wi-Fi干擾場(chǎng)景下，LTE上行通信鏈路的仿真結(jié)果及其分析，最后為結(jié)束語。

2 系統(tǒng)模型

如圖1所示，本文采用一發(fā)兩收的LTE上行通信鏈路模型。LTE用戶端首先對(duì) QPSK調(diào)制符號(hào)DS進(jìn)行單載波頻分復(fù)用(SC-FDMA)調(diào)制[12]，產(chǎn)生發(fā)射信號(hào) s(t)，發(fā)射信號(hào)經(jīng)過無線多徑衰落信道到達(dá)LTE基站。由于接收信號(hào)r(t) 中還包含了Wi-Fi干擾信號(hào)，LTE基站端首先經(jīng)過快速傅立葉變換(FFT, fast Fourier transform)將接收信號(hào)變換到頻域，再利用本文建議的IRRC方法對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行干擾抑制合并，最后通過快速傅立葉逆變換(IFFT,inverse fast Fourier transform)得到數(shù)據(jù)符號(hào)的估計(jì)值。

其中，DS表示LTE用戶端的未調(diào)制數(shù)據(jù)，ID表示干擾發(fā)射端的未調(diào)制數(shù)據(jù)，表示 LTE基站端估計(jì)出的用戶數(shù)據(jù)。

2.1 發(fā)射機(jī)

發(fā)射機(jī)即LTE用戶端。如式(1)所示，在發(fā)射機(jī)中，QPSK調(diào)制符號(hào)SD首先通過FFT變換，得到數(shù)據(jù)符號(hào)的頻域描述X。

圖1 系統(tǒng)模型

其中， Nsc表示FFT變換的點(diǎn)數(shù)，其物理意義為單個(gè)用戶占用的子載波個(gè)數(shù)； X [ k]表示X中的第k個(gè)元素，即數(shù)據(jù)符號(hào)中第k個(gè)子載波上包含的信息。

根據(jù)LTE上行鏈路中SC-FDMA調(diào)制的子載波映射規(guī)則[12]，可以得到分配給該用戶的子載波編號(hào)。應(yīng)用已知的子載波編號(hào)，將頻域數(shù)據(jù)X映射到SC-FDMA系統(tǒng)帶寬中的對(duì)應(yīng)子載波上，得到新的頻域數(shù)據(jù)S。然后將信號(hào)反變換到時(shí)域。

其中，Msc為IFFT變換的點(diǎn)數(shù)，其物理意義表示整個(gè)SC-FDMA系統(tǒng)包含的總子載波個(gè)數(shù)；值得注意的是，由于采用了SC-FDMA調(diào)制方式，式(1)中FFT的變換點(diǎn)數(shù) Nsc小于此處的IFFT變換點(diǎn)數(shù) Msc[12]。Tsc表示一個(gè)SC-FDMA符號(hào)的持續(xù)時(shí)間。

最后， s( t)經(jīng)過添加循環(huán)前綴及射頻處理后，饋入天線。

2.2 干擾信號(hào)

Wi-Fi干擾信號(hào)產(chǎn)生模塊中，數(shù)據(jù)首先經(jīng)過QPSK調(diào)制，得到調(diào)制符號(hào)ID。按照正交頻分多址(OFDMA, orthogonal frequency division multiple access)的復(fù)用規(guī)則[1]，將頻域數(shù)據(jù)ID映射到OFDMA系統(tǒng)帶寬中的對(duì)應(yīng)子載波上，得到新的頻域數(shù)據(jù)I。然后將信號(hào)反變換到時(shí)域。

其中，oM 為 IFFT的點(diǎn)數(shù)，其物理意義表示整個(gè)OFDMA系統(tǒng)包含的總子載波個(gè)數(shù)，oT表示一個(gè)OFDMA符號(hào)的持續(xù)時(shí)間。

最后，s(t)經(jīng)過添加循環(huán)前綴及射頻處理后，饋入天線。

2.3 信道

考慮多徑衰落信道，其等效低通沖激響應(yīng)為

其中，Q表示接收機(jī)能區(qū)分的總多徑數(shù)； hi( t)為第i條徑在時(shí)刻t的衰落因子，iτ為第i條徑的時(shí)延。

2.4 接收機(jī)

接收機(jī)即LTE基站。假設(shè)LTE上行通信鏈路的收發(fā)雙方完全同步，基站將接收信號(hào)r(t)去掉循環(huán)前綴，并經(jīng)過scM 個(gè)點(diǎn)的FFT變換，得到頻域數(shù)據(jù)R。根據(jù)LTE上行SC-FDMA的子載波映射規(guī)則[12]，解映射各個(gè)用戶的頻域數(shù)據(jù)，得到單個(gè)用戶的接收信號(hào)。如圖1所示，由于LTE基站有2根接收天線，單個(gè)用戶的接收信號(hào)模型為

其中，yz,l,k表示第z根天線收到的第l個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)； Xl,k表示第l個(gè) SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的期望信號(hào)， Hz,l,k表示第z根天線中第l個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上期望信號(hào)的信道衰落； Il,k表示第l個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的 Wi-Fi干擾信號(hào)，Gz,l,k表示第z根天線中第l個(gè)SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上Wi-Fi干擾信號(hào)的信道衰落； nz,l,k表示第z根天線中第l個(gè) SC-FDMA符號(hào)對(duì)應(yīng)時(shí)間區(qū)間第k個(gè)子載波上的加性白高斯噪聲。

將2根天線上的接收信號(hào)合并，則式(5)可以寫為列向量形式：

將,lkY 送入 IRRC模塊得到期望信號(hào)的估計(jì)值，該過程等效于接收列向量,lkY 左乘一個(gè)權(quán)值行向量,lkw ：其中，為中第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)第k個(gè)子載波上期望信號(hào)的估計(jì)值。IRRC方法的具體內(nèi)容將在第3節(jié)中詳細(xì)闡述。

3 IRRC方法

3.1 權(quán)值向量的確定

將干擾與噪聲合并后，式(6)可簡(jiǎn)寫為

其中，,lku 表示干擾與噪聲之和，在文章后續(xù)部分，簡(jiǎn)稱為干擾噪聲。同理，式(7)可以重寫為

從2.4節(jié)中可以看出，IRRC方法中權(quán)值行向量的確定是關(guān)鍵。接下來根據(jù)不同的優(yōu)化準(zhǔn)則，確定最優(yōu)權(quán)值行向量,lkw 。

在最大化信干噪比(MSINR)準(zhǔn)則[4]下，優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)：

考慮輸出信號(hào)功率的歸一化，MSINR準(zhǔn)則下的最優(yōu)權(quán)值向量如式(11)所示，其中，,lkR 表示干擾噪聲,lku 的協(xié)方差矩陣。

在最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則[4]下，優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)：

MMSE準(zhǔn)則下的最優(yōu)權(quán)值向量為[4]

從式(11)、式(13)中容易看出2種優(yōu)化準(zhǔn)則下的權(quán)值向量存在一個(gè)通式，如式(14)所示，其中，α為常數(shù)。不同優(yōu)化準(zhǔn)則的α取值不同[4]。

3.2 算法流程

從式(14)中可以看出，若信道估計(jì)值已經(jīng)獲取，則最優(yōu)權(quán)值向量的確定等效于干擾噪聲協(xié)方差矩陣的精確估計(jì)。文獻(xiàn)[10]直接以接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣近似干擾噪聲的協(xié)方差矩陣，由于接收信號(hào)還包含期望信號(hào)分量，該種方法估計(jì)出的干擾噪聲協(xié)方差矩陣并不可靠。針對(duì)這個(gè)問題，本部分建議了一種 IRRC方法：首先估計(jì)接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣，并將其作為干擾信號(hào)協(xié)方差矩陣的近似值；緊接著應(yīng)用IRC方法恢復(fù)期望信號(hào)；然后從接收信號(hào)中剔除期望信號(hào)，得到重建的干擾信號(hào)；在此基礎(chǔ)上估計(jì)干擾信號(hào)的協(xié)方差矩陣，再進(jìn)行干擾抑制合并。

1) 重建干擾信號(hào)

首先，利用文獻(xiàn)[10]提出的干擾抑制合并方法對(duì)期望信號(hào)進(jìn)行估計(jì)。在多個(gè)SC-FDMA符號(hào)與多個(gè)子載波之間，將接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均，得到干擾噪聲協(xié)方差矩陣的近似。

假設(shè)理想信道估計(jì)可以實(shí)現(xiàn)，根據(jù)式(14)，期望信號(hào)的粗略估計(jì)值為

2) 干擾抑制合并

3) 恢復(fù)期望信號(hào)

式(19)中的,lkX? 即為IRRC方法的合并輸出結(jié)果。

4 仿真分析

針對(duì)一發(fā)兩收的LTE上行通信鏈路，考慮單用戶與基站通信的情況，并假設(shè)該鏈路受到了Wi-Fi同頻信號(hào)的干擾，本部分仿真了分別應(yīng)用MRC、IRC以及IRRC方法的誤比特率性能。以文獻(xiàn)[12]中20MHz信道帶寬條件下的LTE上行通信鏈路為參考依據(jù)，表1給出了仿真分析的參數(shù)設(shè)置。

表1 仿真分析的參數(shù)設(shè)置

其中，1/Ts表示添加CP后的采樣速率。

針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，分別以第 3.1節(jié)中的歸一化MSINR和MMSE為準(zhǔn)則，圖2和圖3在0dB干信比條件下，給出了應(yīng)用不同合并方法的誤比特率曲線；圖4和圖5給出了應(yīng)用IRRC方法時(shí)，不同干信比的誤比特率曲線。其中，MRC表示最大比合并，理想IRC表示理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣時(shí)的干擾抑制合并，IRC表示文獻(xiàn)[10]中提出的干擾抑制合并方法，IRRC表示本文提出的干擾重建抑制合并方法，且 IRRC方法中L、K的取值均為6。

圖2為針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、0dB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，應(yīng)用不同合并方法的誤比特率性能對(duì)比。

圖3為針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、0dB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，應(yīng)用不同合并方法的誤比特率性能對(duì)比。

圖2 歸一化MSINR準(zhǔn)則下應(yīng)用不同合并方法的誤比特性能對(duì)比

圖3 MMSE準(zhǔn)則下應(yīng)用不同合并方法的誤比特性能對(duì)比

從圖2可以看出，歸一化MSINR準(zhǔn)則下，針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、0dB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，與理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣的IRC相比，IRRC方法的誤比特率性能只差了 0.5dB；此外，與文獻(xiàn)[10]中建議的 IRC方法相比，IRRC方法的誤比特率性能約有1.5dB的改善。同理，從圖3可以看出，MMSE準(zhǔn)則下，針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制、0dB干信比的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，與理想估計(jì)干擾噪聲協(xié)方差矩陣的IRC相比，IRRC方法的誤比特率性能只差了 0.5dB；此外，與文獻(xiàn)[10]中提出的 IRC方法相比，IRRC方法的誤比特率性能約有2dB的改善。

圖4為針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制的LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，應(yīng)用IRRC方法時(shí)，不同干信比的誤比特率性能。

圖4 歸一化MSINR準(zhǔn)則下不同干信比的誤比特率性能對(duì)比

圖5為針對(duì)一發(fā)兩收、QPSK調(diào)制LTE上行信號(hào)，考慮理想的信道估計(jì)，應(yīng)用IRRC方法時(shí)，不同干信比的誤比特率性能。

圖5 MMSE準(zhǔn)則下不同干信比的誤比特率性能對(duì)比

圖4和圖5說明了隨著干信比的增加，即隨著干擾功率的增大，2種準(zhǔn)則下應(yīng)用IRRC方法的誤比特率性能下降。究其原因：假設(shè)信號(hào)功率與噪聲功率保持恒定，隨著干信比的增加，干擾功率增大，則IRRC合并輸出的信干噪比降低，因而誤比特率增加。

由3.1節(jié)可知，在2種優(yōu)化準(zhǔn)則的權(quán)值向量中，系數(shù)α取值不同。已有文獻(xiàn)[13]分析認(rèn)為常系數(shù)α是一正數(shù)，不會(huì)改變干擾抑制加權(quán)合并后的數(shù)據(jù)相位，因此α的改變不會(huì)影響誤碼率性能。但是，從圖2與圖3、圖4與圖5的對(duì)比中可以看出，在一發(fā)兩收的LTE上行通信鏈路中，考慮理想的信道估計(jì)，MMSE準(zhǔn)則下IRRC方法的誤比特率性能，優(yōu)于歸一化MSINR準(zhǔn)則2～3.5dB。其原因在于：由式(11)和式(13)可知，α的取值取決于期望信號(hào)的信道衰落與干擾噪聲的協(xié)方差矩陣，因此，在多徑衰落信道中，不同子載波的信道衰落不同，其對(duì)應(yīng)的α取值也不同。在LTE上行通信鏈路中，由于采用了SC-FDMA調(diào)制，各子載波的頻域數(shù)據(jù)在進(jìn)行多天線干擾抑制加權(quán)合并之后，還要通過 IFFT變換。IFFT變換的過程相當(dāng)于將各子載波的數(shù)據(jù)加權(quán)累加，此時(shí)，在不同準(zhǔn)則下，由于各子載波的α取值不同，IFFT變換輸出結(jié)果不同，導(dǎo)致了不同準(zhǔn)則下的判決結(jié)果不同。

5 結(jié)束語

考慮多接收天線的LTE上行通信鏈路，針對(duì)該鏈路中的Wi-Fi同頻干擾，本文提出了一種多天線干擾重建抑制合并方法。該方法首先估計(jì)接收信號(hào)的協(xié)方差矩陣，并將其作為干擾和噪聲信號(hào)協(xié)方差矩陣的近似值；緊接著應(yīng)用干擾抑制合并恢復(fù)期望信號(hào)；然后從接收信號(hào)中剔除期望信號(hào)，得到重建的干擾信號(hào)；最后再次估計(jì)干擾和噪聲信號(hào)的協(xié)方差矩陣，并進(jìn)行干擾抑制合并。通過仿真分析，本文提出 IRRC方法的誤碼率性能優(yōu)于文獻(xiàn)[10]提出的傳統(tǒng)IRC方法，且與理想IRC的誤碼率性能接近。本文提出的方法可以廣泛應(yīng)用在 LTE上行接收機(jī)上，而且不需要對(duì)發(fā)射端作額外的標(biāo)準(zhǔn)化工作，是一種接收機(jī)實(shí)現(xiàn)技術(shù)。運(yùn)營(yíng)商只需在基站增加相應(yīng)模塊即可提升QoS性能，用戶無需承擔(dān)額外費(fèi)用，可以大規(guī)模部署。

本文對(duì)IRRC方法的仿真分析是基于理想信道估計(jì)的假設(shè)，但在真實(shí)的LTE上行通信鏈路中，理想信道估計(jì)是不可能實(shí)現(xiàn)的。因此，在本文的工作基礎(chǔ)上，真實(shí)信道估計(jì)下IRRC方法的性能將是筆者進(jìn)一步的研究?jī)?nèi)容。

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