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    三相并網(wǎng)逆變器LCL濾波器的簡明設(shè)計(jì)

    2012-07-18 02:14:00劉以建周雪梅
    通信電源技術(shù) 2012年2期
    關(guān)鍵詞:三相諧振電感

    孫 超,劉以建,鄭 野,周雪梅,劉 荀

    (上海海事大學(xué) 物流工程學(xué)院,上海201306)

    0 引 言

    目前,并網(wǎng)逆變器普遍采用L或LC濾波器,要想得到較好的濾波效果,必須增大電感值,這樣系統(tǒng)的動態(tài)性能會變差,而且成本會增加。采用LCL型濾波器比L、LC型濾波器對電流中的高頻分量具有更好的衰減特性,抑制諧波電流,且同電網(wǎng)串聯(lián)的后級并網(wǎng)電感Lg還可以對電網(wǎng)并網(wǎng)沖擊電流起到抑制的作用,所以現(xiàn)在更多的并網(wǎng)逆變器趨向于選擇LCL濾波器。

    針對LCL濾波器諧振導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定的問題,目前常用的方法是有源阻尼法和無源阻尼法[1]。有源阻尼法是通過控制算法等效增加系統(tǒng)阻尼,但是控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜,需要額外的傳感器,工業(yè)上多采用無源阻尼法。這種方法簡單可靠,不需要改變控制算法,但是存在增加系統(tǒng)損耗的缺點(diǎn)。采用基于SVPWM控制技術(shù),減小了傳統(tǒng)濾波器的體積,降低了并網(wǎng)THD,提高了并網(wǎng)電流質(zhì)量,并節(jié)省了系統(tǒng)花費(fèi)。

    1 三相并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型及控制策略

    圖1為采用電網(wǎng)電壓定向控制的無源阻尼LCL濾波器的三相并網(wǎng)逆變器,忽略電感寄生電阻(ESR)及線路電阻。系統(tǒng)控制采用無功電流=0控制,采樣三相電網(wǎng)電壓ea,eb,ec進(jìn)行鎖相,獲得電壓相位和頻率給定。同時采樣三相并網(wǎng)電流,通過dq坐標(biāo)變換得到d軸電流和q軸電流,與程序內(nèi)部給定的并網(wǎng)電流基準(zhǔn),做PI調(diào)節(jié),PI運(yùn)算后的結(jié)果經(jīng)解耦和電網(wǎng)電壓前饋控制后,再經(jīng)過dq/αβ變換得到Uα,Uβ通過空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)得到占空比信號驅(qū)動開關(guān),從而實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。

    圖1 采用無源阻尼并網(wǎng)逆變器基本拓?fù)?/p>

    2001年 Marco Liserre和Frede Blaabjerg提出了LCL濾波器的設(shè)計(jì)方法,并證明了在低頻的數(shù)學(xué)模型下,電容的作用可以忽略[2]。由于進(jìn)網(wǎng)電流ig的基波分量對LCL濾波器而言是低頻分量,而且濾波電容Cf支路僅對高頻分量具有低通特性,因此在確定控制參數(shù)時。濾波電容支路可以忽略,僅在分析系統(tǒng)穩(wěn)定性時才考慮其對系統(tǒng)的影響。

    為便于系統(tǒng)分析,對逆變器低頻下數(shù)學(xué)模型做如下假設(shè):電網(wǎng)電壓為三相純正弦波;電感電容忽略寄生電阻(ESR)為理想器件;開關(guān)器件忽略死區(qū)時間為理想器件。根據(jù)KCL,KVL電路定律,設(shè)L=Lf+Lg,得到不考慮濾波電容支路的狀態(tài)方程為:

    將式(1)經(jīng)過a,b,c/d,q的坐標(biāo)變換可得的d,q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相并網(wǎng)逆變器的狀態(tài)方程:

    根據(jù)公式(1),(2)將逆變器在d,q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系在低頻狀態(tài)下進(jìn)行建模,得到系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖2。

    圖2 忽略電容支路三相逆變器dq模型及其解耦

    在dq坐標(biāo)系下,電感電流與電容電流存在嚴(yán)重的耦合,無論在三相靜止abc坐標(biāo)系或者在同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下,三相三線制逆變器模型存在著耦合關(guān)系,這樣會使逆變器控制遇到以下問題[6]:

    (1)三相三線逆變器d軸和q軸之間的耦合會影響系統(tǒng)的動態(tài)性能;

    (2)分析和設(shè)計(jì)系統(tǒng)時需要考慮的相關(guān)信息增多;

    (3)各回路的參數(shù)需要進(jìn)行多次整定,且不易得到滿意的整定結(jié)果;

    (4)由于耦合系統(tǒng)關(guān)聯(lián)因素太多,如果要改換更優(yōu)控制方法,其設(shè)計(jì)周期遠(yuǎn)長于解耦的系統(tǒng)。

    對其進(jìn)行解耦控制,令

    當(dāng)以Δud和Δuq做為等效控制變量,可實(shí)現(xiàn)id、iq相互獨(dú)立,Δud和Δuq為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出??刂破鞑捎脝坞娏鳝h(huán),有功電流iq控制進(jìn)網(wǎng)有功功率,無功電流id控制無功功率。如圖2所示,通過解耦控制,從而實(shí)現(xiàn)有功和無功功率的獨(dú)立控制。

    2 LCL濾波器設(shè)計(jì)與分析

    2.1 LCL濾波器的設(shè)計(jì)

    本文結(jié)合文獻(xiàn)[2]、[3]、[4]采用一種簡單易行的LCL濾波器設(shè)計(jì)方法。設(shè)定三相并網(wǎng)逆變器的功率為12 kVA,開關(guān)頻率fSW=12 kHz,Udc=870 V,電網(wǎng)頻率50 Hz,線電壓380 V,相電壓有效值220 V。

    (1)總電感的選取[4]

    倘若逆變系統(tǒng)含有能量存儲部件,并網(wǎng)逆變器不僅僅要工作在逆變模式,還需要工作在PWM整流模式,實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行,所以并網(wǎng)逆變器需要需要滿足下式:

    式(3)中,L=Lf+Lg,為濾波器總電感;Emp為并網(wǎng)相電壓的峰值;φ為功率因數(shù)角。Ump為三相并網(wǎng)逆變器輸出相電壓的峰值。在SVPWM調(diào)制模式下,相電壓基波峰值可以達(dá)到Emp=Udc/,Udc為直流側(cè)電壓。

    當(dāng)A相上面的開關(guān)管,B相,C相下面的開關(guān)管導(dǎo)通,三相并網(wǎng)逆變器A相擁有最大的電流紋波。

    式中,fsw為開關(guān)頻率。將式(5)進(jìn)行等效變換,可以得到:

    根據(jù)式(4)與式(6)可以得到總的電感范圍:

    為了增加電流信號的追蹤能力與系統(tǒng)的響應(yīng)速度,L越小越好。但是L越大濾波效果越好,考慮到采用LCL濾波器,對高頻的濾波效果要好于L濾波器,總的電感值選的越小越好。一般取ΔIripple-max為相電流峰值的20%,因此可以求得電感L最小值為2 mH,取2.4 mH。

    (2)濾波電容Cf的設(shè)計(jì)限制

    在并網(wǎng)逆變器中,LCL濾波器中的濾波電容值越大,產(chǎn)生的無功就越多,降低了逆變器的功率變換能力。因此,在并網(wǎng)逆變器LCL濾波器的設(shè)計(jì)中,電容產(chǎn)生的無功一般被限制為不超過5%[5]的系統(tǒng)功率。

    在此取Cf=,代入數(shù)值得出C的值為:f5.2μF。

    (3)網(wǎng)側(cè)電感與逆變器側(cè)電感的選擇

    如果電感L的值太大將使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度變慢,L值太小則會增加輸出脈動,增大損耗。不同的系統(tǒng)對電感Lg選取原則是不一樣的,一般選取Lg=kLf,k的取值范圍為0~1之間,分別取Lg=0.21Lf,Lg=0.5 Lf,Lg=Lf時,LCL濾波器對應(yīng)的幅頻特性如圖3。

    圖3 LCL濾波器幅頻特性

    由圖可知,k值越小,LCL濾波器高頻衰減性越低,但是在低頻段,衰減性能基本一致。濾波器參數(shù)的選擇還要考慮減少濾波器體積和噪聲等因素,在滿足高頻衰減性,最大紋波電流ΔIripple-max大小,選取Lg與Lf比值為1∶5,此時Lg=0.4 mH,Lf=2 mH。

    諧振頻率fres的限制條件為:10fn≤fres≤0.5fsw,其中fn為基波頻率,fsw為開關(guān)頻率;一般Rd的取值為諧振頻率處容抗的1/3,即Rd=1/2ωresCf,在此計(jì)算得Rd為2.5Ω。

    2.2 LCL濾波器與單L濾波器濾波性能對比[3]

    LCL濾波器諧振頻率fres=(2π),根據(jù)設(shè)計(jì)參數(shù)可得fres=3.283 kHz。

    單L,無阻尼LCL及被動阻尼LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器進(jìn)網(wǎng)電流與逆變器橋臂中點(diǎn)輸出電壓傳遞函數(shù)分別為:

    當(dāng)LCL濾波器總電感值與單L濾波器電感值相等,即L=Lf+Lg時,波特圖如圖4所示。由圖4可見,低于諧振頻率段LCL和單L濾波器幅值特性曲線基本相似,均以20 dB/dec衰減。高于諧振頻率段LCL濾波器以60 dB/dec衰減,而單L濾波器仍以20 dB/dec衰減。因此當(dāng)LCL總電感值與單L電感值相同時候,LCL濾波器可有效抑制并衰減高頻段的諧波。

    假如LCL濾波器與單L濾波器達(dá)到相同的濾波效果,聯(lián)立式(8),(9),可L=ω2LfLg+(Lf+Lg),將fres公式代入可得在諧振頻率處L=2(Lf+Lg)??梢娭C振頻率相同的諧波衰減要求下,單L的電感值是LCL總電感值的2倍。因此在相同諧波衰減下,LCL濾波器總電感值要比單L濾波器的電感值小的多,有效減少了電感的體積重量。

    圖4 單L,無阻尼LCL,被動

    3 基于LCL濾波器的逆變器系統(tǒng)仿真

    運(yùn)用Matlab/Simulink搭建基于LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng),采用基于電網(wǎng)電壓定向矢量控制(VOC),進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。仿真參數(shù)如下,逆變器直流側(cè)電壓870 V,開關(guān)頻率12 kHz,電網(wǎng)線電壓urms=380 V,電網(wǎng)額定頻率fn=50 Hz,允許的紋波電流最大值為相電流峰值的20%,根據(jù)紋波限制條件[3]計(jì)算得到逆變器側(cè)電感值Lf為2 mH,Lg/Lf為1∶5,網(wǎng)側(cè)電感Lg為0.4 mH,濾波電容為5.2μF,被動阻尼為2.5Ω,逆變器輸送最大功率為12 kVA,采用ode23tb變步長仿真算法,仿真圖形如圖5、6、7。

    圖5 電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形圖(A相)

    圖6 并網(wǎng)電流(A相)FFT分析

    圖5為A相電壓與并網(wǎng)電流波形,圖6為并網(wǎng)電流(A相)FFT。圖5將并網(wǎng)電流放大3倍便于觀察,電流波形正弦度很好,這一點(diǎn)可以從圖6所示的A相并網(wǎng)電流的諧波頻譜分析圖加以證明,高次諧波可以很好地濾除,并網(wǎng)電流總的THD為0.61%。圖7所示為逆變器向電網(wǎng)輸出的有功無功波形圖,由于濾波電容Cf會消耗一部分無功,要實(shí)現(xiàn)單位功率的并網(wǎng)需要進(jìn)行無功補(bǔ)償。0.05 s起通過改變無功電流指令iq,實(shí)現(xiàn)了無功補(bǔ)償,最終逆變器向電網(wǎng)輸送有功功率為12 kVA,無功功率為0,實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)并網(wǎng)。

    圖7 逆變器輸出有功無功波形圖

    4 結(jié) 論

    基于LCL濾波器的三相并網(wǎng)逆變器采用電網(wǎng)電壓定向控制策略和被動阻尼抑制諧振技術(shù)具有較好的濾波性能和穩(wěn)定性能。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,采用被動阻尼LCL濾波器并網(wǎng)逆變器進(jìn)網(wǎng)電流波形質(zhì)量較好,通過電網(wǎng)電壓定向控制策略,能夠?qū)崿F(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng),并網(wǎng)電流總THD低,有效地減小了濾波器的體積,具有較高的工程應(yīng)用價值。

    [1] 張 興,曹仁賢.太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電及其逆變控制[M].北京:機(jī)械工業(yè)出版社,2011.

    [2] Liserre M,Teodorescu R,Blaabjerg F.Stability of Photovoltaic and Wind Turbine Grid-connected Inverters for a Large Set of Grid Impedance Values[J].IEEE Trans.on Power Electronics,2006,21(1):263-272.

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    [4] 張憲平,李亞西,潘 磊,等.三相電壓型整流器的LCL型濾波器分析與設(shè)計(jì)[J].電氣應(yīng)用,2007,26(5):65-67.

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    [6] 汪 飛.可再生能源并網(wǎng)逆變器的研究[D].杭州:浙江大學(xué)碩士學(xué)位論文,2005:17-21.

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