準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)及部分PAM/PWM控制策略

薛必翠 丁新平 張承慧 張 民

（1.山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 濟(jì)南 250061 2.濟(jì)南大學(xué)自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院 濟(jì)南 250022 3.青島理工大學(xué)自動(dòng)化工程學(xué)院 青島 266520）

1 引言

交流調(diào)速系統(tǒng)（Adjustable Speed Drives，ASD）在工業(yè)中的應(yīng)用越來越廣泛，其具有顯著的優(yōu)點(diǎn)：高效、節(jié)能和過程可控。傳統(tǒng)的ASD如圖1所示，主電路包括二極管整流、直流儲能環(huán)節(jié)和電壓源逆變（VSI）三部分。傳統(tǒng)ASD有其自身無法克服的局限性和缺點(diǎn)[1,2]：①交流側(cè)輸出電壓限制在最大AC310V，電動(dòng)機(jī)性能不能完全發(fā)揮。交流電動(dòng)機(jī)額定電壓是按照AC380V設(shè)計(jì)的，而傳統(tǒng)ASD受到二極管整流電路的限制，直流鏈電壓基本限制在DC510V左右，在線性調(diào)制（linear modulation）方式下，逆變器交流輸出電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)達(dá)不到電動(dòng)機(jī)的額定電壓AC380V；②電壓跌落（voltage sags）會中斷傳統(tǒng)交流調(diào)速系統(tǒng)，切斷關(guān)鍵負(fù)載，同時(shí)中斷控制過程，嚴(yán)重地影響到調(diào)速系統(tǒng)的正常運(yùn)行。電壓跌落是指電網(wǎng)電壓突然降到額定電壓的10%～50%、持續(xù)0.1～2s然后又恢復(fù)到額定電壓的一種電網(wǎng)故障，如圖2所示。電壓跌落在交流調(diào)速系統(tǒng)中發(fā)生的概率非常高，90%的電網(wǎng)故障都是電網(wǎng)電壓跌落引起的[2]；③系統(tǒng)的性能受到電壓源逆變電路的影響，而電壓源逆變器致命的故障是逆變橋橋臂上、下開關(guān)管的“直通”，為了防止直通的發(fā)生，逆變器控制時(shí)給驅(qū)動(dòng)信號增加了死區(qū)保護(hù)。死區(qū)時(shí)間的加入，給逆變器帶來諸如諧波含量增加、輸出電壓與期望電壓產(chǎn)生偏差，引起基波電壓的降低，等很多影響，同時(shí)又不能從根本上杜絕直通故障的發(fā)生。

圖1 傳統(tǒng)交流調(diào)速系統(tǒng)Fig.1 Traditional ASD system

圖2 交流調(diào)速系統(tǒng)中的電壓跌落Fig.2 Voltage sags in traditional ASD system

Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)如圖3所示[3]。Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)（ZSI-ASD）能夠很好地解決上述傳統(tǒng)交流調(diào)速系統(tǒng)固有的缺點(diǎn)和不足，即：①能夠?qū)崿F(xiàn)交流側(cè)電壓的任意調(diào)節(jié)，滿足0～380V交流電壓調(diào)節(jié)，充分利用了電動(dòng)機(jī)的潛能；②由于Z源逆變器具有升壓的功能，基于Z源逆變器的交流調(diào)速系統(tǒng)（ZSI-ASD）擁有穿越（ride-through）電壓跌落的能力；③直通不再是損害逆變橋的元兇，而是調(diào)速系統(tǒng)正常工作的一個(gè)狀態(tài)，調(diào)速系統(tǒng)安全性能有了可靠保障，從根本上杜絕了直通故障的發(fā)生。

圖3 Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)Fig.3 Z-source inverter-based ASD system

基于Z源逆變器的交流調(diào)速系統(tǒng)（ZSI-ASD）雖然能夠克服傳統(tǒng)交流調(diào)速系統(tǒng)的缺點(diǎn)，但是也有不盡如人意的弱點(diǎn)：①Z源網(wǎng)絡(luò)輸入端電流斷續(xù)，而網(wǎng)側(cè)輸入電感電流不能突變，所以二極管整流橋上增加了三個(gè)交流電容來提供續(xù)流通路，具體如圖3所示，較之傳統(tǒng)二極管整流電路復(fù)雜且增加了硬件成本和系統(tǒng)故障率；②電容電壓應(yīng)力較大。雖然所有的升壓電路中電容電壓應(yīng)力都較大，但是兩個(gè)高電壓等級的電容使系統(tǒng)成本較高，數(shù)個(gè)電容的串聯(lián)增加了系統(tǒng)的故障率和硬件成本。

本文在Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)的基礎(chǔ)上[3]，提出了基于準(zhǔn)Z源逆變器的交流調(diào)速系統(tǒng)（QZSIASD），電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。具體內(nèi)容為：①分析了準(zhǔn)Z源逆變器的交流調(diào)速系統(tǒng)的工作模式及優(yōu)點(diǎn)。準(zhǔn)Z源逆變器的交流調(diào)速系統(tǒng)直流儲能電容C2的電壓應(yīng)力下降非常明顯，減少了儲能元件（電容、超級電容及電池等）的串聯(lián)個(gè)數(shù)，從而大大地減少硬件成本和故障率。準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)直流輸入端電流連續(xù)，其二極管整流部分和傳統(tǒng)交流調(diào)速系統(tǒng)一致，較之Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，硬件成本和系統(tǒng)故障率有很大程度的改善；②針對系統(tǒng)的工作特點(diǎn)，提出了適合準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)的部分PAM/PWM控制策略，該控制策略克服了傳統(tǒng)PWM控制策略在低頻調(diào)速時(shí)逆變器調(diào)制因子M過小帶來的各種不良影響[4]（比如逆變器直流電壓利用率低、電動(dòng)機(jī)鐵損增加等），使交流調(diào)速系統(tǒng)在滿足調(diào)速性能的前提下，逆變器的調(diào)制因子M盡可能大，相應(yīng)地提高了直流電壓利用率，減小了有源元件的電壓應(yīng)力、優(yōu)化了電動(dòng)機(jī)運(yùn)行環(huán)境。

圖4 準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)Fig.4 Quasi-Z-source inverter-based ASD system

2 準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)

2.1 準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)工作模式

圖4所示的準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)由二極管整流、準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)和電壓源逆變器三部分組成。二極管整流后的直流電壓表示為Vdc，其平均值為0.9～1.41Va(b,c)，具體試負(fù)載輕重而定，該直流電壓作為后級準(zhǔn)Z源逆變器的輸入，從準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)角度出發(fā)，二極管整流電路可以完全等效成直流電壓源，具體工作模式如圖5所示。僅以a相和b相導(dǎo)通時(shí)為例，其他時(shí)段與此類同。

工作模式1：如圖5a所示。逆變橋工作在六個(gè)傳統(tǒng)有效矢量中，從直流鏈準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的角度來看，電壓源逆變器可以等效成一個(gè)電流源，此時(shí)二極管導(dǎo)通，交流電網(wǎng)和準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感一起給負(fù)載供電，同時(shí)給電容充電。流經(jīng)二極管整流橋的電流等于電感L1的電流，由于準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)的不完全對稱性，使得流過兩個(gè)電感的瞬時(shí)電流不完全相等，但是兩個(gè)電感的平均電流相等。電路各部分電壓關(guān)系為

工作模式2：該模式屬于傳統(tǒng)零矢量模式，意味著負(fù)載從主電路中斷開，流過準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感的電流由電容實(shí)現(xiàn)續(xù)流，具體如圖5b所示。各部分電流關(guān)系可表示為

圖5 準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)的工作模式Fig.5 Operating modes of quasi-Z-source ASD system

工作模式3：直通零狀態(tài)是（準(zhǔn)）Z源逆變器升壓的基礎(chǔ)，也是此類逆變器優(yōu)于傳統(tǒng)逆變器的顯著優(yōu)點(diǎn)之一。在該模式下，電容放電，電感儲能，電感電流線性上升，各部分電壓和電流關(guān)系為

在穩(wěn)態(tài)時(shí)，依據(jù)電感的伏秒平衡法則，由式（1）和式（3）可以得到

從而有

式中，Vdc為二極管整流所得直流鏈電壓；D0為逆變橋直通占空比；VC1為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電容C1電壓；VC2為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電容C2電壓；vL1為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感L1瞬時(shí)電壓；vL2為準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電感L2瞬時(shí)電壓；vpn為逆變橋前端直流鏈電壓。

從上面的工作模式分析以及推導(dǎo)的公式可以看出，準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)可以通過控制直通占空比D0來實(shí)現(xiàn)電壓的任意升降，從而能夠克服傳統(tǒng)交流調(diào)速系統(tǒng)輸出交流電壓低，沒有穿越電網(wǎng)電壓跌落的能力以及逆變器容易損壞等缺點(diǎn)，同時(shí)比Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)在硬件成本和故障率上有長足改善。在主電路優(yōu)化方面主要有：①減少了為續(xù)流而增加的三個(gè)交流電容；②直流鏈準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)電容C2的電壓應(yīng)力明顯減小，減少了電解電容的串聯(lián)個(gè)數(shù)，相應(yīng)的降低了樣機(jī)的故障率和硬件成本，兩個(gè)電容具體的電壓應(yīng)力情況如圖6所示。硬件的減少除了體現(xiàn)在成本和故障率的減少外，樣機(jī)的體積和重量也有不同程度的改善。

圖6 準(zhǔn)Z源交流調(diào)速系統(tǒng)直流鏈電容電壓應(yīng)力曲線Fig.6 The voltage stress of quasi-Z-source capacitors in quasi-Z-source ASD system

2.2 準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)升壓控制

準(zhǔn)Z源逆變器實(shí)現(xiàn)升壓功能的控制策略和Z源逆變器相同，是通過給橋臂加入直通狀態(tài)實(shí)現(xiàn)升壓功能。由于逆變器輸出電壓只與有效狀態(tài)有關(guān)，為了使直通零狀態(tài)不影響逆變器輸出電壓，在控制中需要把直通零狀態(tài)加在傳統(tǒng)零矢量里面。最常用的升壓控制方法是簡單升壓控制，如圖7所示。為了實(shí)現(xiàn)直通零狀態(tài)，在傳統(tǒng)PWM控制的基礎(chǔ)上，用正負(fù)兩個(gè)恒值v+,v-跟三角載波比較，得到如圖7陰影部分所示的直通零狀態(tài)。在簡單升壓控制下，Z源逆變器交流輸出相電壓峰值v?ac可以表示為

式中，D0是直通占空比，等于一個(gè)載波周期內(nèi)總的直接時(shí)間T0除以載波周期T；B是升壓因子，；為直流鏈峰值電壓；M是逆變器調(diào)制因子，與傳統(tǒng)逆變器定義相同。

圖7 簡單升壓控制模式下直通驅(qū)動(dòng)信號及逆變器驅(qū)動(dòng)信號Fig.7 The single boost control sketch map

3 部分PAM/PWM控制算法

正如文獻(xiàn)[4-6]所述，PWM技術(shù)在交流調(diào)速中取得了前所未有的應(yīng)用，優(yōu)點(diǎn)非常突出。PWM技術(shù)影響電動(dòng)機(jī)性能的主要因素有PWM調(diào)制波形、開關(guān)頻率和逆變器調(diào)制因子M。相對于PWM調(diào)制波形和開關(guān)頻率，逆變器調(diào)制因子M在電動(dòng)機(jī)鐵損和電流紋波方面扮演著至關(guān)重要的角色。為了改善電流紋波和減少電動(dòng)機(jī)鐵損，最好的選擇是在保證實(shí)現(xiàn)調(diào)速功能的前提下，逆變器工作于盡可能大的調(diào)制因子下。為了得到低速環(huán)境時(shí)較大的調(diào)制因子M，文獻(xiàn)[6]提出了采用PAM/PWM變流器實(shí)現(xiàn)交流傳動(dòng)，即通過調(diào)節(jié)直流鏈母線電壓來滿足電動(dòng)機(jī)所需的交流電壓值，以此來實(shí)現(xiàn)調(diào)速系統(tǒng)低速運(yùn)行時(shí)調(diào)制因子盡可能大的目的，并取得理想效果。缺點(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本上升，故障率增加。

本文提出了準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)部分PAM/PWM控制策略，通過直流鏈電壓的部分可調(diào)（升壓功能）以實(shí)現(xiàn)相對較大的逆變器調(diào)制因子，進(jìn)而減少PWM控制對電動(dòng)機(jī)的影響。

3.1 部分PAM/PWM控制原理

PAM/PWM控制策略是指逆變器輸出交流電壓的幅值由直流鏈電壓調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)，簡稱脈沖幅值調(diào)節(jié)（PAM）技術(shù)，而逆變器的頻率變化則通過PWM調(diào)節(jié)。通過該控制策略能夠得到較大的調(diào)制因子，改善交流電動(dòng)機(jī)的工作環(huán)境。準(zhǔn)Z源逆變器直流鏈電路具有升壓的功能，但是由于其前級是三相二極管整流電路，所以直流鏈電壓滿足

式中：Vdc、Vla分別是二極管整流后直流電壓的平均值和電網(wǎng)a相相電壓有效值。直流鏈電壓不能降壓，只能部分實(shí)現(xiàn)PAM/PWM控制功能，簡稱“部分PAM/PWM控制”，具體控制策略如圖8所示。

圖8 遵循V/f曲線運(yùn)行時(shí)的部分PAM/PWM控制策略Fig.8 Control algorithm following constant V/f law

必須指出的是所有的VVVF控制策略都適用于準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)，為簡單起見，本文主要以開環(huán)V/f控制為例來討論部分PAM/PWM控制。開環(huán)V/f控制由于簡單、實(shí)用的優(yōu)點(diǎn)，在感應(yīng)電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速中應(yīng)用最廣，是工業(yè)中應(yīng)用最普遍的一種調(diào)速策略。傳統(tǒng)的開環(huán)V/f控制策略保持直流鏈電壓恒定，僅通過調(diào)節(jié)逆變器PWM控制中的調(diào)制因子M來跟隨V/f曲線以實(shí)現(xiàn)調(diào)速功能。為了使感應(yīng)電動(dòng)機(jī)能夠工作在380Vrms的額定電壓以發(fā)掘電動(dòng)機(jī)潛能，直流鏈電壓必須升壓到更高的電壓等級，比如從510V變?yōu)?50V，相應(yīng)地，低速時(shí)逆變器調(diào)制因子會變的更小，電動(dòng)機(jī)工作環(huán)境惡化。

部分PAM/PWM控制的具體實(shí)現(xiàn)過程分為如下4步（為了分析問題的方便，假設(shè)變頻范圍10～50Hz，逆變器交流相電壓最大值變化范圍30～310V）：

（1）確定V/f曲線，V/f=constant。確定逆變器交流相電壓幅值v?ac隨逆變器工作頻率f的變化曲線，通過調(diào)頻就能實(shí)現(xiàn)交流電壓幅值大小的控制，如圖8a所示，按照假設(shè)可以得到具體的V/f曲線為

（2）確定頻率（f）-時(shí)間（t）變化曲線，該曲線確定頻率變化的快慢，間接地確定了速度變化的快慢。假設(shè)頻率從10Hz變到50Hz用時(shí)1s，頻率隨時(shí)間變化曲線具體表示為

（3）直流鏈電壓的確定。由以上兩個(gè)步驟確定了逆變器交流相電壓最大值v?ac隨時(shí)間的變化情況，如圖8b所示，而逆變器交流相電壓和直流鏈電壓滿足

式中，Vpn為準(zhǔn)Z源逆變橋前端直流鏈電壓，具體如圖4所示；M為逆變器調(diào)制因子。要實(shí)現(xiàn)調(diào)速電路遵循設(shè)定的V/f曲線運(yùn)行，有兩個(gè)自由度可調(diào)：直流鏈電壓Vpn和調(diào)制因子M（傳統(tǒng)ASD系統(tǒng)只調(diào)節(jié)M）。根據(jù)假設(shè)和圖8c可以得到滿足V/f曲線運(yùn)行的直流鏈電壓可調(diào)公式為

（4）逆變器調(diào)制因子M的確定。由上面的步驟確定了直流鏈電壓Vpn和交流相電壓最大值v?ac，再由式（10）很容易得到基于開環(huán)V/f曲線的部分PAM/PWM控制的調(diào)制因子M變化曲線，具體如圖8d所示。

3.2 部分PAM/PWM控制實(shí)現(xiàn)

準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)部分PAM/PWM控制實(shí)現(xiàn)框圖如圖9所示。主要由兩部分構(gòu)成：一是通過調(diào)節(jié)直通占空比D0實(shí)現(xiàn)直流鏈電壓的部分升壓功能，二是由逆變器調(diào)制因子M實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速功能。

圖9 準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)控制框圖Fig.9 Control block diagram of proposed quasi-Z-source inverter based ASD System

基于開環(huán)V/f控制的部分PAM/PWM控制首先確定f*(t)，該參數(shù)決定了交流電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速，而交流相電壓v?ac完全按照設(shè)定的V/f曲線變化。在低速時(shí)，不引入升壓功能，直流鏈電壓保持在二極管整流后的510Vdc，隨著頻率的上升，交流相電壓v?ac上升到510Vdc直流鏈電壓已經(jīng)不能滿足要求時(shí)，引入直流鏈電壓升壓功能（直通占空比調(diào)節(jié)）以實(shí)現(xiàn)高速時(shí)交流電壓的高電壓。在低速低頻時(shí)，定子電阻吸收了主要的定子電壓，弱化了磁鏈。為了電動(dòng)機(jī)的起動(dòng)方便，零速時(shí)交流相電壓v?ac保持在30V左右，如圖8a所示。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)研究

為了驗(yàn)證所提理論的正確性和可行性，通過仿真軟件和實(shí)驗(yàn)室樣機(jī)對所提理論進(jìn)行了仿真和驗(yàn)證。仿真和實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)如下：三相電網(wǎng)線電壓380Vac；準(zhǔn)Z源網(wǎng)絡(luò)參數(shù)L1=L2=500μH，C1=C2=470μF；開關(guān)頻率fs=10kHz。

圖10所示為準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)在開環(huán)V/f控制時(shí)，采用PWM調(diào)節(jié)和采用“部分PAM/PWM控制”時(shí)的仿真波形對比?？梢钥闯鰷?zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)在PWM控制和本文所提“部分PAM/PWM控制”時(shí)都能夠遵循V/f曲線實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速功能，效果良好。在具有相同交流相電壓v?ac的情況下（見圖10a、10b下面曲線），部分PAM/PWM控制較之PWM控制具有更低的直流鏈電壓Vpn,sen（見圖10a、10b上面曲線），相應(yīng)的，在實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速功能時(shí)擁有更大的調(diào)制因子M，如圖10c所示。

圖10 仿真波形Fig.10 Simulation results

圖11 實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental results

為了更直觀地比較兩種調(diào)節(jié)方式的差別，把開環(huán)V/f控制時(shí)各交流電壓對應(yīng)的直流鏈電壓和逆變器調(diào)制因子進(jìn)行實(shí)際數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)，得到圖12a和圖12b所示的比較圖。由圖可以很直觀地看出部分PAM/PWM控制的優(yōu)點(diǎn)。

圖12 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)Fig.12 Statistic of the experimental results

5 結(jié)論

本文研究了基于準(zhǔn)Z源逆變器的交流調(diào)速系統(tǒng)，該調(diào)速系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)交流調(diào)速電壓的任意升/降壓功能（AC0～380V），滿足了電動(dòng)機(jī)額定電壓運(yùn)行的條件、同時(shí)具有電壓跌落的穿越（ridethrough）能力；直流鏈電容電壓應(yīng)力的顯著下降減少了儲能元件（電容、超級電容等）的串聯(lián)個(gè)數(shù)，降低了硬件成本和故障率。針對準(zhǔn)Z源逆變器交流調(diào)速系統(tǒng)獨(dú)特的升壓功能，提出了部分PAM/PWM控制策略。變頻調(diào)速過程中，低速時(shí)輸出交流電壓低，此時(shí)不需要升壓功能，直流鏈電壓恒定在二極管整流后的DC510V左右，交流調(diào)速V/f功能由逆變器PWM控制實(shí)現(xiàn)；當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到一定值（此時(shí)交流電壓相電壓最大值達(dá)到AC255V）后，控制策略變?yōu)镻AM/PWM方式，控制直通占空比D0以實(shí)現(xiàn)直流鏈電壓按照交流調(diào)速V/f曲線的需要而升壓，而變頻功能由PAM實(shí)現(xiàn)。該策略充分利用了準(zhǔn)Z源逆變器的優(yōu)點(diǎn)，有選擇地加入升壓功能，逆變器的調(diào)制因子M增大，直流電壓利用率高，有源器件的電壓應(yīng)力和感應(yīng)電動(dòng)機(jī)鐵損得到顯著的改善。

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