升壓型PWM整流器-逆變器多級串聯(lián)仿真

陳 婕，姜建國

(上海交通大學(xué)電氣系電力傳輸與功率變換控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗室，上海市 200240)

1 引言

自從1994年推出第一臺單元串聯(lián)式多電平高壓變頻器后，經(jīng)過十多年的發(fā)展，該技術(shù)已基本成熟，并且得到廣泛應(yīng)用。單元串聯(lián)式多電平高壓變頻器的基本結(jié)構(gòu)已經(jīng)成熟，國外先進(jìn)廠家主要在大容量、高性能、冗余設(shè)計、可靠性等方面進(jìn)行研究和產(chǎn)品升級。

雖然高壓大功率變頻傳動是一種較為成熟的大功率電力電子變換器技術(shù)，已經(jīng)創(chuàng)造了巨大的社會效益和經(jīng)濟(jì)效益。然而，該技術(shù)掌握的難度大、關(guān)鍵技術(shù)多，而且在很多方面需要進(jìn)一步廣泛地研究。傳統(tǒng)不控整流器本身是非線性的，不利于高壓變壓器的優(yōu)化設(shè)計。傳統(tǒng)電壓源逆變器采用單一的單相逆變器結(jié)構(gòu)，不利于功率等級的提高。本文從這兩個方面考慮，提出采用單周期控制PWM整流器，使得網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1，采用逆變器多級串聯(lián)來提高功率等級。

2 變頻器結(jié)構(gòu)

變頻器裝置就是把頻率和電壓固定的交流電變?yōu)轭l率和電壓可調(diào)的交流電裝置。按變換環(huán)節(jié)分類的方法，變頻器可分為交-交變頻器和交-直-交變頻器。本文采用第二種變頻器。交-直-交變頻器先將工頻交流電源通過整流器變換成直流，再通過逆變器變換成可控頻率和電壓的交流，如圖1所示。由于這類變頻器在恒頻交流電源和變頻交流輸出之間有一個“中間直流環(huán)節(jié)”，所以又稱為間接式的變頻器。

圖1 交-直-交PWM變頻器

對于大多數(shù)交-直-交電壓型變頻器，其交流輸入側(cè)常采用由二極管組成的二極管整流器或晶閘管相控整流器，它們是當(dāng)今與公用電網(wǎng)系統(tǒng)接口的最主要的電力電子裝置，其電路很簡單，但缺點(diǎn)是輸入電源電流具有很大的畸變，位移功率因數(shù)很差（指相控整流），這都使得整個系統(tǒng)的功率因數(shù)變低。為此，新型高功率因數(shù)的PWM整流器在國內(nèi)外引起了廣泛的關(guān)注。

3 PWM整流器工作原理

圖2為三相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)洹Ｖ麟娐肥侨郒橋式升壓整流電路。電源側(cè)在正常工作情況下提供對稱的三相正弦交流電壓va，vb，vc和電流ia，ib，ic。橋式整流器包含3個大小相等的電感La=Lb=Lc及6個開關(guān)管Si(i=1～6)分別分布在三相中某一相的上橋臂和下橋臂。每一橋臂的上下2個開關(guān)管工作在互補(bǔ)方式下，在開關(guān)頻率很高的情況下,變換器可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下(CCM)。

圖2 三相PWM整流器拓?fù)鋱D

單周期控制就是要調(diào)節(jié)導(dǎo)通時間ton，從而使得斬波波形的積分值等于基準(zhǔn)信號。它最大的特點(diǎn)是能使系統(tǒng)在一個周期之內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，每個周期的開關(guān)誤差不會帶入下一個周期。這種控制方法具有調(diào)制和控制的雙重性，開關(guān)變量和參考電壓間既沒有動態(tài)誤差也沒有穩(wěn)態(tài)誤差。

3.1 PWM整流器單周期控制方程

為簡化推導(dǎo)過程，特作如下假設(shè)：①電網(wǎng)電壓三相對稱，內(nèi)阻為零；②各相電感相等，設(shè)La=Lb=Lc=L；③每個橋臂上、下兩個開關(guān)互補(bǔ)運(yùn)行，即若開關(guān)S1的占空比為d，則開關(guān)S2的占空比為1-d；④開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電源頻率；⑤忽略開關(guān)器件的導(dǎo)通壓降和開關(guān)損耗。

根據(jù)參考文獻(xiàn)[1]可推得三相PWM整流器單周期控制方程為如式(1)所示：

式中：τ為積分器時間常數(shù)，定義τ=k1Ts，取k1=0.5；Rs為電流檢測電阻；T 為開關(guān)周期；vm=VdcRs/Re，Re為等效輸入電阻。

3.2 PWM整流器單周期控制原理框圖

根據(jù)建立的控制方程式 （1）可以得出，三相PWM整流器的功率因數(shù)校正可以通過控制開關(guān)的占空比來實(shí)現(xiàn)。若采用一定的電路實(shí)現(xiàn)式(1)，即可實(shí)現(xiàn)三相PWM整流器的單位功率因數(shù)。如上分析，設(shè)計控制電路框圖如圖3所示。

該電路元件主要包括積分器、復(fù)位單元、比較器、RS觸發(fā)器和一些邏輯器件。在每個開關(guān)周期開始時使下橋臂的開關(guān)器件開通，積分器起動，形成載波信號 Vm（1-t/τ）。 載波信號 Vm（1-t/τ）與三路電流檢測值不斷地比較，當(dāng)載波信號Vm（1-t/τ）與檢測值相等時，與該路對應(yīng)的比較器翻轉(zhuǎn)，使RS觸發(fā)器發(fā)出命令關(guān)斷該路的開關(guān)器件，同時開通與其成對運(yùn)行的上橋臂開關(guān)器件。下一開關(guān)周期前，復(fù)位單元發(fā)出復(fù)位信號使積分器復(fù)位，如此循環(huán)重復(fù)上述過程，即可實(shí)現(xiàn)無乘法器、無輸入電壓檢測的單位功率因數(shù)。

圖3 PWM整流器的單周期控制原理框圖

4 逆變器級聯(lián)

六階梯波電壓型逆變器輸出的電壓波形或電流型逆變器的電流波形為交變的方波。由諧波分析可知，這樣的波形中包含很強(qiáng)的諧波成分。如果用這樣的逆變器向感應(yīng)電動機(jī)供電，則其輸出的諧波電壓或電流對電機(jī)運(yùn)行產(chǎn)生不良影響。例如，諧波分量將引起轉(zhuǎn)矩脈動和渦流損耗，引起附加的電磁噪聲，降低電動機(jī)的效率，而且較強(qiáng)的轉(zhuǎn)矩脈動對電動機(jī)的安全運(yùn)行是非常不利的。SPWM，SVPWM技術(shù)常用于中小容量的電壓型逆變器，改善其輸出波形。在大容量逆變器中，通常采用多重化技術(shù)來改善輸出波形[2]。級聯(lián)型多電平逆變器具有輸出容量大、易于模塊化和擴(kuò)展、適于中高壓大功率場合、輸出電壓諧波含量小等優(yōu)點(diǎn)，已在中高壓調(diào)速、大功率有源電力濾波和交流柔性供電等領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用[3]

4.1 具有獨(dú)立直流電源2H橋級聯(lián)式多電平逆變器

具有獨(dú)立直流電源的2H橋級聯(lián)式多電平逆變器，采用的是相同開關(guān)器件(相同的開關(guān)管、相同的耐壓)2H橋的串聯(lián)疊加。圖4為單向二重化串聯(lián)輸出電壓型逆變器主電路。從圖中可以看出，這種多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有一個特點(diǎn)：即電路的每個基本單元都需要用一個獨(dú)立的直流電源來實(shí)現(xiàn)電壓鉗位功能，這種結(jié)構(gòu)可以使電路的各個單元彼此隔離，從而解決單元級聯(lián)時的動態(tài)均壓和電壓鉗位問題。同時每個逆變橋采用載波相移PWM調(diào)制法。

圖4 單相二重化串聯(lián)輸出電壓型逆變器主電路

4.2 載波相移SPWM技術(shù)

載波相移SPWM技術(shù)的基本思想是：N個變頻器單元均采用低開關(guān)頻率的SPWM調(diào)制，并且具有相同的頻率調(diào)制比Kc，幅度調(diào)制比m和共同的正弦波調(diào)制信號，而各變頻器單元的三角載波的相位角依次差一個角度θ，利用SPWM技術(shù)中的波形生成方式和多重化技術(shù)中的波形疊加結(jié)構(gòu)產(chǎn)生載波相移SPWM波形。因此載波相移PWM法與級聯(lián)型多電平變頻器的有機(jī)組合是較為理想的，也是目前單元級聯(lián)多電平高壓變頻器中應(yīng)用較普遍的PWM方法[5]。

級聯(lián)數(shù)為N的多電平變頻器，三角載波采用π/N的相移角度時，總輸出是各單元變換器輸出的代數(shù)和，傳輸功率比單個變流器提高了N倍，同時級聯(lián)數(shù)為N的變頻器單元構(gòu)成的組合變頻器等效為一個較高載波頻率的單個變頻器，等效載波頻率為fequ=2Nfc，也就是說載波相移PWM技術(shù)可以在較低的器件開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)較高開關(guān)頻率的效果，且輸出電壓將不再含有2Nfc+1次以下的諧波。

5 仿真分析

將三個電壓源逆變器輸出串聯(lián)，輸入側(cè)交流電壓幅值為311 V,三相PWM整流器采用單周期控制，得到800 V直流電壓。輸出側(cè)三個電壓源逆變器串聯(lián)，采用載波相移SPWM技術(shù)控制逆變器。

仿真結(jié)果如圖 5、圖 6所示。 圖 5（a）和（b）為整流器輸入側(cè)電壓和電流波形，可見采用單周期控制，使得輸入電流的相位基本和電壓一致，功率因數(shù)接近1，大大減少了諧波對網(wǎng)側(cè)的影響。圖5（b）為負(fù)載電阻從60 Ω切換到45 Ω直流側(cè)輸出電壓波形，紋波非常小，而且直流側(cè)輸出電壓在一個電源周期左右就能穩(wěn)住，動態(tài)性能出色。輸入電流在第一個周期內(nèi)發(fā)生畸變，這是由于電容產(chǎn)生沖擊電流的緣故。直流側(cè)輸出電壓在第一個周期內(nèi)超調(diào)，原因有兩個，一個是沖擊電流太大，造成升壓電感中儲存的能量太多；另外一個是由于控制參數(shù)和軟啟動沒做好，迅速啟動，產(chǎn)生了超調(diào)。

圖6為三級串聯(lián)得到的仿真結(jié)果與一級串聯(lián)的仿真結(jié)果。從圖6（a）可知，輸出電壓為4電平，滿足相電壓電平數(shù)M=N+1（N為級聯(lián)數(shù)，這里N=3），電平數(shù)的增多使得輸出電壓波形更接近正弦波。同時通過級聯(lián)輸出電壓幅值提高到2000多V，滿足大功率應(yīng)用場合。 圖6（c）為三重化時輸出電流的FFT分析，可知THD為0.36%，與單級的THD=1.22%相比，諧波分量大大減少，可見輸出波形非常理想。

圖5 輸入側(cè)仿真結(jié)果

圖6 (a)三重化輸入電流和電壓 (b)一級輸入電流和電壓(c)三重化輸出電流FFT分析 (d)一級輸出電流FFT分析

6 結(jié)論

本文采用單周期控制三相PWM整流器，并對逆變器采用多重化技術(shù),并在此基礎(chǔ)上用SIMULINK進(jìn)行建模仿真，仿真結(jié)果與理論分析一致。高壓大功率變頻器由于其重要的地位，得到了廣泛的關(guān)注。相信會有更好的逆變器調(diào)制算法和整流器控制方法出現(xiàn)，使變頻器的性能越來越好。

[1]孫友濤，曾立，唐軍.單周期控制三相PWM整流器電壓環(huán)小信號模型[J].通信電源技術(shù)，Vol.22 No.6.

[2]金如麟，譚茀娃.電力電子技術(shù)基礎(chǔ)[M].上海：上海交通大學(xué)出版社，2001.

[3]Rodriguez Jose，Lai Jih-Sheng，Peng Fangzheng.Multilevelinverters：a survey of topologies，controls and applications[J].IEEE Trans.on IE，2002，49(4)：724-737.

[4]王兆安，黃俊.電力電子技術(shù)[M].北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2001.

[5]張仲超，何衛(wèi)東.移相式SPWM技術(shù)—一種新概念[J].浙江大學(xué)學(xué)報（工學(xué)版），1999，33(4):343-348.